本发明属于模拟集成电路技术领域，具体地说涉及一种高精度电流检测电路，主要用于检测电源芯片的电流。
背景技术：
如何对电源芯片的电流进行简单、准确、快速地检测，关系到整个开关电源芯片性能的好坏，目前，芯片中常用的电流检测方法有串联电阻检测、功率管RDS检测技术、滤波器检测法、SenseFET电流检测技术等。采用外部电阻或内部集成电阻来检测电感电流的方法，电阻太大会增加功耗，降低变换器的效率，检测电阻太小就需要后级放大器来放大检测的信号，精度和实用性两方面都不适合；通过检测功率管导通电阻RDS两端电压的方法，虽然消除了额外的功率损耗，但功率管的迁移率和阈值电压都随温度变化，因此功率管的导通电阻RDS就会产生非线性的变化，导致检测精度较差；采用RC滤波器检测的优点是无损耗，缺点是必须要知道片外电感和电感中寄生电阻的大小，这样才能控制外加电阻和电容的大小，这种检测方式非常不利于集成。
基于SenseFET的电流检测技术在电源转换芯片中各方面性能比较均衡，目前被工业界大量使用。在介绍电流检测电路前，先对采样和复制的PMOS管的漏极电流进行说明：若工作在线性区则PMOS漏极电流为其中μp为空穴的迁移率，Cox为单位面积的栅氧化层电容，W为栅的宽度，L为栅的长度，VGS为栅源两极之间的电压，VTH为PMOS管的阈值电压，VDS为漏源两极之间的电压，此时被检测电流的变化就可以反映到检测管的VDS的变化。
若工作在饱和区则PMOS漏极电流为其中λ为沟道长度调质因子，此时，被检测电流的变化无法反映到VDS，所以一般用工作在线性区的PMOS管进行电流采样和复制。
工作在亚阈区的MOS管漏极电流为其中，μ为电子或空穴的迁移率，Cox为单位面积的栅氧化层电容，CD为沟道下的耗尽层电容，k为波耳兹曼常数，T为热力学温度，q为电子电荷，W为栅的宽度，L为栅的长度，VGS为栅源两极之间的电压，VT为MOS管的阈值电压，VDS为漏源两极之间的电压。
基于SenseFET的电流检测技术在电源转换芯片中主要分为有运放和无运放两种。目前已被提出的无运放的基于SenseFET技术的电流检测电路主要采用如下两种：
第一种是最基础的基于SenseFET技术的电流检测电路，如图1所示，在此电路中，由于NM1、NM2、NM3构成电流镜，因此NM1、NM2镜像了流过NM3的电流，所以INM1＝INM2。同时，该电流分别流过PM3、PM4，所以A、B两点电压相等即VA＝VB。又因为PM1、PM2工作在线性区且源-漏电压相等，假设PM1的尺寸是PM2的k倍即那么流过PM2的电流是PM1的k倍。同样，流过电阻R的电流为：IR＝IPM1-IPM3。由于IPM1＞＞IPM3，所以这样被检测电流I就被转化为R两端的电压，从而被检测出来。该电路的局限性在于：
(1)当被检测电流发生变化时VB会发生变化，此时VA无法及时跟随，导致A，B两点电压不一致；
(2)同时，虽然IPM1＞＞IPM3但仍然存在误差，并且被检测电流减小时，误差会增大。
第二种是在第一种的基础上加了电压反馈后改进的电流检测电路，如图2所示，其中PM13为功率管，PM9为复制管，且PM8是检测管，其他管子构成偏置。
由于NM4、NM5、NM6、NM7管的偏压相同且不变，所以流过PM7和PM6的电流相等，从而A、B两点电压相等，同时PM6、PM7、PM8构成反馈保证了被检测电流变化时，A、B两点电压保持一致。通过设置PM10、PM11、PM12的尺寸，使得流过PM11、PM12的电路是流过PM10电流的镜像。保证流过PM11的电流与PM6的电流一致，不会有电流分流，电阻R上的电压很好的反应了被测电流的信息，相比第一种提高了电流检测精度。该电路的局限性在于：虽然理论上保证了PM11和PM6的电流一致，但是在实际中，尤其是被检测电流很小时，仍然无法保证电流一致，并且当被检测电流很小时，流失的电流比流过PM9的电流大的多，所以误差仍然很大。
技术实现要素：
针对上述现有的电流检测电路存在的精度和功耗上的不足之处，本发明提出一种工作在亚阈区的电流检测电路，具有高精度、低功耗的特点。
本发明的技术方案为：
一种工作在亚阈区的高精度电流检测电路，包括采样单元、检测单元和动态偏置单元，
所述采样单元包括第二PMOS管MP2，第二PMOS管MP2的漏极连接待检测电流，其栅极接地，其源极连接电源电压；
所述检测单元包括第一PMOS管MP1、第九PMOS管MP9和第一电阻R1，第一PMOS管MP1的栅极接地，其源极连接电源电压，其漏极连接第九PMOS管MP1的源极；第一电阻R1接在第九PMOS管MP9的漏极和地之间；
所述动态偏置单元包括第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第五PMOS管MP5、第六PMOS管MP6、第七PMOS管MP7和第八PMOS管MP8，
第七PMOS管MP7的栅漏短接并连接第八PMOS管MP8的栅极和第一NMOS管MN1的漏极，其源极连接第六PMOS管MP6的栅极、第四PMOS管MP4的漏极和所述检测单元中第九PMOS管MP9的源极；
第八PMOS管MP8的源极连接第五PMOS管MP5的漏极和所述采样单元中第二PMOS管MP2的漏极，其漏极连接第二NMOS管MN2的漏极和所述检测单元中第九PMOS管MP9的栅极；
第三PMOS管MP3的栅漏短接并连接第四PMOS管MP4和第五PMOS管MP5的栅极以及第六PMOS管MP6的源极，其源极连接第四PMOS管MP4和第五PMOS管MP5的源极并连接电源电压；
第三NMOS管MN3的栅漏短接并连接第一NMOS管MN1和第二NMOS管MN2的栅极以及第六PMOS管MP6的漏极，其源极连接第一NMOS管MN1和第二NMOS管MN2的源极并接地；
第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4和第五PMOS管MP5工作在亚阈区。
具体的，所述第七PMOS管MP7、第八PMOS管MP8和第九PMOS管MP9的衬底连接电源电压。
本发明的有益效果为：本发明提出的电流检测电路，通过在动态偏置单元中引入电压反馈和电流反馈，控制MOS管工作在亚阈区，一方面降低了功耗，另一方面减少了电流流失，增加了检测精度。
附图说明
图1为传统的基于SenseFET技术的电流检测电路的结构示意图。
图2为传统的带反馈的电流检测电路的结构示意图。
图3为本发明提出的一种工作在亚阈区的高精度电流检测电路的结构示意图。
图4为本发明提出的一种工作在亚阈区的高精度电流检测电路中A、B两点的节点电压的示意图。
图5为本发明提出的一种工作在亚阈区的高精度电流检测电路与图2中提出的电流检测电路的比较示意图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例，详细描述本发明的技术方案。
如图3所示，本发明提出的一种工作在亚阈区的高精度电流检测电路，是一种无运放的基于SenseFET的电流检测电路，包括采样单元、检测单元和动态偏置单元，其中采样单元包括第二PMOS管MP2，第二PMOS管MP2的漏极连接待检测电流的正端，其栅极接地，其源极连接电源电压，待检测电流的负端接地，待检测电流流过第二PMOS管MP2引起第二PMOS管MP2漏端电压的改变；检测单元包括第一PMOS管MP1、第九PMOS管MP9和第一电阻R1，第一PMOS管MP1的栅极接地，其源极连接电源电压，其漏极连接第九PMOS管MP1的源极；第一电阻R1接在第九PMOS管MP9的漏极和地之间；因为动态偏置电路保证了A、B两点的电压一致，所以检测单元中第一PMOS管MP1和采样单元中第二PMOS管MP2的漏源电压相同，又因为其栅端电压也相等，所以流过第二PMOS管MP2和第一PMOS管MP1的电流之比等于两个管子的宽长比之比，即采样电流被成比例的反映到检测单元。第一PMOS管MP1作为复制管，第二PMOS管MP2作为采样管，均工作在先行区，它们的源漏电压相等，电流之比等于宽长比之比，并且电流无损失的反应到第一电阻R1的两端电压上，提高了检测精度。
本发明改进了偏置单元，采用工作在亚阈区的MOS管构建了动态偏置单元，保证了A、B两点的电压保持动态一致，同时还保证了从第四PMSO管MP4和第七PMOS管MP7支路到第一PMOS管MP1和第九PMOS管MP9支路的电流没有流失。如图3所示，本发明中的动态偏置单元包括第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第五PMOS管MP5、第六PMOS管MP6、第七PMOS管MP7和第八PMOS管MP8，第七PMOS管MP7的栅漏短接并连接第八PMOS管MP8的栅极和第一NMOS管MN1的漏极，其源极连接第六PMOS管MP6的栅极、第四PMOS管MP4的漏极和检测单元中第九PMOS管MP9的源极；第八PMOS管MP8的源极连接第五PMOS管MP5的漏极和采样单元中第二PMOS管MP2的漏极，其漏极连接第二NMOS管MN2的漏极和检测单元中第九PMOS管MP9的栅极；第三PMOS管MP3的栅漏短接并连接第四PMOS管MP4和第五PMOS管MP5的栅极以及第六PMOS管MP6的源极，其源极连接第四PMOS管MP4和第五PMOS管MP5的源极并连接电源电压；第三NMOS管MN3的栅漏短接并连接第一NMOS管MN1和第二NMOS管MN2的栅极以及第六PMOS管MP6的漏极，其源极连接第一NMOS管MN1和第二NMOS管MN2的源极并接地；其中第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4和第五PMOS管MP5工作在亚阈区。
其中第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3构成电流镜，维持流过第一NMOS管MN1和第二NMOS管MN2的电流相等，使得A、B两点的电压相同。
第七PMOS管MP7、第八PMOS管MP8、第九PMOS管MP9构成电压反馈，确保电压变化时，A、B两点电压相等，具体工作过程为通过检测待检测电流的变化引起B点变化，然后引起第八PMOS管MP8漏端(第九PMOS管MP9栅端)的电压变化，从而引起A点的电压变化，使A点电压跟随B点电压，如图4可以反映出A、B两点的电压关系。
为了提高电流检测精度，引入第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第五PMOS管MP5、第六PMOS管MP6构成的电流反馈回路，通过第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第五PMOS管MP5、第六PMOS管MP6构成两个威尔逊电流镜，提高从第三PMOS管MP3到第四PMOS管MP4、第五PMOS管MP5的复制率，增加了电流反馈，确保电流变化时流过第三PMOS管MP3和第四PMOS管MP4的电流一致；同时更重要的是，第六PMOS管MP6的存在使得第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第五PMOS管MP5的栅端电压接近电源电压，第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3的栅端电压接近于0，即第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第五PMOS管MP5工作在亚阈区，使流过第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第五PMOS管MP5的电流相等且很小，即大大降低了电流从第四PMOS管MP4和第一NMOS管MN1支路往第一PMOS管MP1和第九PMOS管MP9支路的流失，促使流失到第一电阻R1的电流几乎为零，进而保证了流过第一电阻R1的电流等于第一PMOS管MP1的电流，大大提高了待检测电流很小时的检测精度，同时因为工作在亚阈区，所以功耗也得到了降低，在图5中对背景技术中提到的第二种电流检测电路中流过第十一PMOS管MP11(相当于本发明中的第四PMOS管MP4)和第七PMOS管MP7与本发明提出的电流检测电路中流过第四PMOS管MP4和第七PMOS管MP7的电流的比较，通过仿真图像，本发明的优势可以很好体现。具体工作过程为：第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第六PMOS管MP6和第三PMOS管MP3、第五PMOS管MP5、第六PMOS管MP6分别构成电流反馈，流过第四PMOS管MP4的电流发生变化引起第四PMOS管MP4漏极(第六PMOS管MP6栅端)的电压发生变化，然后导致第六PMOS管MP6源端(第三PMOS管MP3漏端)的电压发生变化，从而引起流过第三PMOS管MP3的电流发生变化，保证流过第三PMOS管MP3和第四PMOS管PM4的电流一致；第三PMOS管MP3、第五PMOS管MP5、第六PMOS管MP6构成的电流反馈同理。第六PMOS管MP6压缩了第三PMOS管MP3的栅端电压和第三NMOS管MN3的栅端电压，即压缩了第三PMOS管MP3和第三NMOS管MN3的栅端电压，使第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第三PMOS管MP3、第四PMOS管MP4、第五PMOS管MP5都工作亚阈区，大大降低了电流大小，减小了电路功耗。
本发明提出的电流检测电路中所有MOS管的衬源短接，一些实施例中为了消除体效应带来的非线性可以将第七PMOS管MP7、第八PMOS管MP8和第九PMOS管MP9的衬底连接电源电压。
随着集成电路的发展，目前集成电路的发展趋势是往低功耗方向发展，本发明提出的电路可以检测当电源电压为1V时，1mA到100mA的电流，并且检测精度维持在95％以上。同时，该电路在检测传统5V的电源电压下，1mA到1A的电流时，检测精度仍然可以保证。
综上所述，本发明所提出的一种工作在亚阈区的高精度电流检测电路原理简单，不仅没有损失传统的电流检测电路的优点，同时通过引入电流反馈，控制管子工作在亚阈区，一方面降低了功耗，另一方面减少了电流流失，增加了检测精度。
可以理解的是，本发明不限于上文示出的精确配置和组件。在不脱离权利要求书的保护范围基础上，可以对上文方法和结构的步骤顺序、细节及操作做出各种修改、改变和优化。