专利名称:将电信号变换成比例频率的方法及装置的制作方法
本发明涉及将电信号变换成比例频率的方法及装置。
这种装置可用于电表中，将与电功率或负荷(即电流与电压的乘积)成比例的信号变换为比例脉冲频率，具体地说，该频率指的是由方波脉冲列构成的信号的脉冲频率。
从美国专利4124821可了解到这种装置，在该专利中，利用周期性极性变换的原理来消除偏移电压。通常，这种作为输入信号的一部分的偏移电压不能消除掉。而且它取决于时间和温度，并由此作为线性误差直接影响信号变换至频率的精度。在周期极性变换方法中，要变换为比例频率的信号和变换装置的传输方向周期性且同步地换向，这样，二者正负号的改变便相互抵消，然而，只随传输方向改变正负号的偏移电压便在开关信号的相继的半周内，交替地加到要变换的信号中，或从该信号中减去。因此，如果每一开关周期的两个半周持续时间同样长，则在总的若干个开关信号周期内的积分偏移电压便为零。
因为通常积分电容器在极性换向时具有非零电压，由该非零电压引明的误差便带入变换结果。当测量时间较长时，这些误差未必对输出脉冲频率的平均值有消极影响，但无论如何，这些误差会导致瞬时波动，即导致脉冲频率的调制。在现有技术中，为了避免这一点，是使极性换向的时间与检测电容器电压的比较器的输出信号同步，这样，极性换向总是在电容器电压的零交变点时发生。但这种解决办法会导致两个半周期不总是相同，而只是它们的统计平均值持续同样长的时间，这又导致了装置输出频率的不规则调制，并致使其难于校准，而只有在一个不能令人满意的长时间周期之后才能完成校准。
本发明的目的是提供一种将电信号变换成为比例脉冲频率的装置和方法，其中，克服了由于有不同的半周期持续时间的极性转换周期及极性换向时电容器电压为非零所导致的输出脉冲频率的调制，从而可使装置的校准更迅速且更精确。
本发明是将电信号变换成为比例频率的方法和装置。
利用第一极性换向开关使电信号周期性地转换，然后将第一基准信号加入到比例于被周期地转换的电信号的信号(即电压或电流)中，以形成一个和信号。该和信号被一个与第一极性换向开关同步地动作的第二极性换向开关周期地转换。
积分电容器顺序地以一个与和信号和一个选择性的开关参考电流成比例的电流充电和放电，该参考电流用作为第二参考信号，它的值两倍于第一参考信号的值。比较器将电容器上的电压与参考电压相比较，以控制参考电流的转换，由此能够产生其频率比例于该电信号和第一个参考信号之和的信号。减去比例于第一参考信号的频率，就产生比例于电信号的频率。
图1所示为本发明一个例证性实施例的信号与频率变换装置的第一方案的方框图。
图2所示为本发明第二个例证性实施例的信号与频率变换装置的第二方案的方框图。
图3所示为本发明第三个例证性实施例的信号与频率变换装置的第三方案的方框图。
图4所示为属于第一方案实施例的时间波形图。
图5所示为输出分频器的方框图。
图6所示为一种电测仪表的方框图。
图7所示为电路输入部分的简图。
图8所示为本发明第四例证性实施例的信号与频率变换装置的第四方案方框图。
在所有这些图中，相同的参考编号用于表示相同部分。
上述装置的所有组件都以由CMOS技术构成为例，它们由正直流电源电压VDD和负直流电源电压-｜VSS｜供电，正、负直流电源电压均以地电位为参考电位。直流电源电压VDD和-｜VSS｜可以借助功率整流器由交流电网得来，虽然它们总是存在的，但出于使图简明的理由，整流器和直流电源电压VDD和-｜VSS｜未在图中示出。
在附图中，所有可选择的连线及组件均以虚线示出。由脉冲前沿控制的所有周期或时钟输入信号在图中用白三角象征性地示出，而由脉冲后沿控制的周期或时钟输入信号在图中用黑三角示出。
要变换为比例脉冲频率的信号UH或是实测信号(如电压)，或是产生于实测信号的信号(如与电流和电压的乘积成比例的电功率)。
在图1至3中所示出的装置的三种方案的不同点主要在于其输入部分。这三种方案的每一种都包括有第一双极性换向开关1和与该开关输出端相连接的电路2，电路2在所有情况下都包括有电压/电流变换器3和与该变换器输出端侧相连接的电路4，此电压/电流变换器3的输入端就是电路电路2的信号输入端。电路4包括有第二双极性换向开关5、电容器C、比较器6、D触发器7、输出分频器8、开关9、恒定电流源10、同步信号发生器11、分频器12、任选的施密特(Sthmitt)触发器13、和任选的分频器14。
在第一种方案(见图1)中，电路2包括有与电压/电流变换器3的非接地输出极相连接的另一恒流源15，该恒流源15也与直流电压源VDD的正端相连接。
在第二种方案(见图2)中，电路2包括有恒压源16(取代电流源15)，电压源16的第一极与加法单元17的第一输入端相连接，它的另一端接地。加法单元17的第二输入端形成电路2的非接地输入极，加法单元17的输出端与电压/电流变换器的非接地输入端相连接。
在第三种方案(见图3)中，高通放大器18连接在第一极性换向开关1和电路2之间，具体地说，高通放大器18包括有放大器19和与放大器19的输出端相连接的高通滤波器20。
在这三种方案(即图1，2，3)中，极性换向开关1，5和电压/电流变换器3的输入端输出端都是双极形的。电压/电流变换器3和开关1各有一个输出极接地。极性换向开关5的两个输入端就是电路4的(两个)输入端。
开关5的两个输出端连接电容器C，电容器C的第一极连接于比较器6的非倒相输入端，并通过开关9与恒流源10的第一极相连;电容C的第二极与比较器6的倒相输入端相连，并通过开关9与恒流源10的第一极相连。恒流源10的第二极与负直流电压源-VSS相连。比较器6的输出与D触发器7的D输入端相连，该触发器的Q输出端连接开关9的控制输入和输出分频器8的第一信号输入端。
同步信号发生器11的输出连接分频器12的输入端，所援引的分频器12有六个输出端。分频器12的第一输出端，输出频率为fr/2的周期信号P，连接于输出分频器8的第二信号输入端。分频器12的第二输出端，输出频率为fR的周期信号L，连接于D触发器的时钟输入端和输出分频器8的第一时钟输入端，而分频器12的第三输出端，输出频率为fR/128的周期信号T，连接于输出分频器8的第二时钟输入端。分频器12的第四输出端，输出频率为2fR的周期信号Y，连接于输出分频器8的第三时钟输入端。分频器12的第五输出端，输出频率为fR/32的周期信号E，是备用端，例如用在图6所示的电表中，它与电路2的任选周期输出端21相连。
将交流电压N 例如50或60赫兹的市网交流电电压任意地馈给施密特(schmitt)触发器13的输入端，触发器13的输出端与分频器14的输入端相连。两个极性换向开关1和5的控制输入端是相互连接的，它们输入或者来自开关分频器14输出的开关信号A，或者来自周期分频器12的第6输出端的开关信号B。当采用开关信号B时，施密特触发器13和开关分频器14就不需要了。输出分频器8的四个输出端中的二个同时就是电路2的两个信号输出端22a和22b。这两个信号输出端的一个，即输出端22a输出信号M，它对应于信号UH的正值，而另一信号输出端22b输出信号M1，它对应于信号UH的负值。
每个双极性换向开关1和5本质上都是借用已知的模拟半导体开关，用CMOS技术构成。开关9是单极开关，也可以使用已知的模拟半导体开关用CMOS技术构成。
分频器12和分频器14是用CMOS技术，使用已知的二进制计数器构成的。它们能进行数2X的同步分频，x是一个偶数。
周期信号发生器11是由例如石英稳定的，并生产周期矩形脉冲，其频率例如为215赫兹＝32.768千赫，这个频率在分频器12中被m分频，m取值为24、25、26、210、211、212，以产生周期信号Y的频率2fR＝211赫兹，周期信号L的频率fR＝210赫兹周期信号P的频率fR/2＝29赫兹周期信号E的频率fR/32＝25赫兹周期信号B的频率fR/64＝24赫兹，周期信号T的频率fR/128＝23赫兹。
交流电压N在施密特触发器13中变换成具有相同频率的周期矩形脉冲信号。施密特触发器13的两个开关门限最好选择成，仅当交流电压处于零时，开关分频器14才在输出端发生转换。由开关分频器14将施密特触发器13产生的矩形脉冲信号的50或60赫兹的频率进行n分频，n为22，以产生开关信号A的12.5或15赫兹频率。这样，两个极性换向开关1和5受频率12.5赫兹或15赫兹(开关信号A)或频率16赫兹(开关信号B)控制，并同步地和周期地开关。
在实际中，电压/电流变换器3有一偏移电压V0，在图1和图2中电压源3a表示，这个电压源与理想的无偏移电压/电流变换器3b的输入端相串联，电压源32和理想电压/电流变换器3b一起构成非理想电压/电流变换器3。
例如，D触发器7是由负沿(即下降边)来控制的。
在所有三种方案(见图1、2、3)中，信号UH(它将被变换为一个比例脉冲频率)以电压形式连接于受开关信号A或B控制的极性换向开关1的输入端。极性换向开关1周期地转换信号UH，例如，在开关信号A或B的所有奇数半周期期间，极性换向开关1的输出端输出信号为+UH，而在偶数半周期期间输出信号为-UH。
在第一种方案中(见图1)，周期转换的信号±UH由电压/电流变换器3变换成比例电流信号±iH。在电压/电流变换器3的输出端，一个直流电流IR/2作为恒定参考信号被加到由电压/电流变换器3产生的电流信号±iH，以产生一个和信号±iH+IR/2。恒流源15产生直流电流IR/2。
然而在第二种方案中(见图2)，首先有一个直流电压作为恒定参考信号，借助加法单元17，在电压/电流变换器的输入端加到周期转换的信号±UH。和信号±UR/2在其后的电压/电流变换器3中变换成比例电流信号±iH+IR/2电流信号±iH对应于信号±UH，而直流电流IR/2对应于直流电压UR/2。直流电压UR/2由直流电压源16产生。
这样，在第一和第二种方案中，极性换向开关5的输入电流是信号±iH+IR/2。位于电压/电流变换器3和电容器C之间的极性换向开关5，周期地并与信号UH的周期换向同步地转换这个信号，使积分电容C恒定地接收电流iH±IR/2。
如上面谈到的，由于电压/电流变换器3通常在其输入端包含有对应于电压/电流转换器3输出端的比例电流I0的偏移电压U0，极性换向开关5的输入电流实际上并不等于±iH+IR/2，在这两种方案中而是等于±iH+IR/2+I0。
参考信号UR/2或IR/2的值相当于恒流源10所产生的参考电流IR的一半。同时参考信号的值必须满足UR/2＞±UH+U0或IR/2＞±iH+I0的条件。
通常，与信号UH的值相比，偏移电压U0的值是很小的。类似地，与电流iH的值相比，电流I0的值很小，所以仅有该设备工作范围的很小的一部分被电流I0所占。在应用当中，当信号UH的最大值与偏移电压U0相比为小时，留给信号UH的工作范围与UR/2或IR/2所占的工作范围相比可能过小而变得不可接受。这就是为什么在第三种方案(见图3)中，在周期变换信号±UH传给电路2进一步处理之前，先由高通放大器18来放大是有利的。这样，信号电流iH和电流I0之间的关系或信号UH与偏移电压U0之间的关系改善了。高通放大器18没有或仅有很低的直流电压放大作用。例如这可以通过在高通放大器18中使用高通滤波器20来实现。高通放大器18的时间常数必须先得充分小，使得经放大的信号±UH没有多大失真地被传输。在第三种方案(图3)中，电路2具有图1和图2所示的结构。
电压/电流变换器3与其输出端的电容C一起构成积分器3;C存在于所有三种方案中，比较器6连接在积分器3的输出一侧;C由电容电压Vc控制，以便控制恒流源10所产生的恒定参考电流IR的通断转换。在信号UH是常数且为正，偏移电压U0是零的情况中，电容电压Vc随时间的变化过程表示在图4的第二行上，在这种情况中，电容电压Vc为锯齿状，其边缘有着恒定的斜度，所有的正斜边都是平行的，所有的负斜边也都是平行的。
由D触发器7控制的开关9操作参考电流IR的通断。如前所述，电流iH±IR/2±I0从极性换向开关5被传给电容器C。正号表示开关信号A或B的奇数半周期，负号表示偶数半周期。当初始时D触发器7输出信号F为逻辑“0”，则初始时的开关9具有图1所示的位置状态。其次，在开关信号A或B的奇数半周期期间(即在这些半周期内，极性换向开关5处于图1所示的位置)，恒流源10连接于暂时接地的极性换向开关5的输出连接端，恒流源10的参考电流IR流入地线，并不对电容器C充电。因而，仅在开关信号A或B的每个奇数半波期间，电容器C才由极性换向开关5以电流iH+IR/2+I0进行充电。相应地电压Vc上升。例如，比较器6有“0”伏的输入门限值，如果电压Uc超过比较器6的这个输入门限值，则其输出信号K由逻辑“0”变为逻辑“1”。比较器6输出信号K随时间变化的过程表示在图4的第三行中。当高频周期信号L的下一个负(下降)沿进入D触发器7的时刻。输出信号F状态发生变化。换句话说，输出信号F是在信号K状态变化后紧跟的那个信号L脉冲下降沿上发产状态变化的。D触发器7用于使比较器6的矩形输出信号K与矩形周期信号L同步。这个周期信号L的频率如前所述，例如为210赫。周期信号L的时间变化过程表示在图4的第一行中，D触发器7的矩形输出信号F的波形表示在图4的第四行中。D触发器7输出值的变化(即输出信号F)控制开关9。若现在开关9取与图1中所示相反的工作位置，则在这种情况中恒流源的参考电流IR流入电容C。这样，电容C的充电电流等于iHT+IR/2+I0-IR＝iH-IR/2+I0，也就是IR/2项改变了它的符号，但由于存在上面所述条件iR/2＞iH+I0，合成的充电电流为负。
电容器C的电压Uc下降，当它降到低于比较器6的输入门限电压时，输出信号K重新取它的原来的逻辑值“0”。在信号L下一后沿之后，输出信号F和开关9改变状态，这使得开关9取原来的工作位置，所以一个新周期便可开始。这样重复许多次直至开关信号A或B奇数半周期结束。借助参考电流IR进行的电容C的放电对应于输出信号下的每个脉冲进行一次。
现在来考虑开关信号A或B的偶数半周期的情况。在开关信号A或B的每个奇数半周期的末端时刻，两个极性换向开关1和5由开关信号A或B同步地转换，所以两者都取与图1所示位置相反的位置。由于极性换向开关5的转换，电容C和恒流源10也转换。这时，在图1所示的开关9的状态与恒流源10连通，所以电容C由极性换向开关5以电流iH-IR/2-I0充电，同时还由恒流源10以参考电流IR充电。
这样总的充电电流是-IR/2-I0+IR＝iH+IR/2-I0电容电压Vc增加，如果超过比较器6的输入门限值，则比较器的输出信号K由逻辑“0”变为逻辑“1”。这种值的变化导致开关9以前面讲过的方式转换，其结果，恒流源10连接电容器C的接地线，这样电容器C仅由于开关5以电流iH-IR/2-I0来充电，由于有iR/2＞±IH-I0的关系，所以此时的充电电流为负值。电容器电压Uc下降，如果Uc降到低于比较器6的输入门限值，比较器的输出信号值又变回逻辑值“0”。由此，开关9转换成原位置，开始又一个新的周期。
综述如下在开关信号A或B的奇数半周期间，电容器C交替地由电流iH+IR/2+I0充电，由电流iH-IR/2+I0放电。然而，在开关信号A或B的偶数半周期间，电容器C交替地由电流iH+IR/2-I0充电，由电流iH-IR/2-I0放电。两种半周期间仅电流I0的符号不同。由于开关信号A和B因其产生的方式而具有等长的半周期还有由于电流I0在相继的半周期之间符号不同，在开关信号A或B的偶数个周期内的积分或在足够长的周期内的积分，I0被自相抵消，偏移电压U0的影响也被自相抵消。
在每个奇数半周期期间，通过电流iH-IR/2+I0由极性换向开关5恒定地充入电容器C的电荷，由于增加的恒流源10，每次有一个小的定量电荷QR＝IR/fR被连续地吸走。矩形脉冲按电荷量在D触发器7的Q输出端释放(见图4信号F)。在每个偶数半周期期间，一方面通过电流iH-IR/2-I0由极性换向开关5从电容器C不断吸走电荷，另一方面由于增加了恒流源10，每次都有一个小的恒定的电荷量被导回电容器C，所以电容器C的总充电电流对应于和电流(iH-IR/2-I0)+IR＝iH+IR/2-I0。同样，这时的矩形脉冲也按电荷量在D触发器7的Q输出端释放。这样这些脉冲的每一个都是由电流IR吸走或充入电容器C的那个小的一定量电荷的度量。依靠电容器C的转换，保持充电电流iH+IR/2±I0的极性不变。这样，在周期的转换时刻，留在电容器C中的电荷以正确极性被计入下一半周期中，所以不会因在周期地变换时刻电容器中存在电荷而造成输出频率的调制。
借助于积分和比较器6所产生的D触发器7的输出信号组成矩形脉冲到这些脉冲的平均频率fF比例于和电流iH+IR/2，这样就多了一个恒定频率fR/2。fR/2频率是对应于参考信号UR/2或IR/2值的频率，fR/2频率还是矩形脉冲周期信号P的频率。为了得到仅比例于信号电流iH。从而比例于信号UH的设备输出频率，必须从输出信号F的频率fF中减去周期信号P的恒定参考频率fR/2。这个工作是借助于设备输出端的用作输出分频器8的可逆计数器而进行的。D触发器7的输出信号F的脉冲被正计数，周期信号P的脉冲被逆计数。同时输出分频器8还将差频fF-fR/2进行K分频。输出分频器8的结构可参见图5。
图5所示的输出分频器8包括“异或”门23，第一“与”门24，第一计数器25，第一触发器26和第二触发器27、第三触发器28，第二“与”门29，第三“与”门30a，第四“与”门30b，第五“与”门30c，第一反相器30d，第二反相器31，第三反相器32，第六“与”门33和第二计数器34。第一计数器25是一个二进制可逆计数器，例如当其U/D输入端为逻辑值“1”，则进行正计数，若其U/D输入端为逻辑值“0”，则进行逆计数。触发器26至28都是D触发器。“与”门23和计数器34一起构成单稳多谐振荡器35。计数器25、触发器26和触发器27的时钟输入端是受前沿控制的，触发器28和计数器34的时钟输入端是受后沿控制的。触发器28、“与”门30a，和单稳多谐振荡器35形成一个“中防电路”(neutral-prevention-circuit)26;30a;35，它在该设备用于电表时尤其重要。
输出分频器8的第一输入信号是D触发器7的输出信号F，这个信号连接于“异或”门23的第一输入端。第二输入信号是具有fR/2频率的周期信号p，它送入“异或”门23的第二输入端，并送入计数器25的U/D输入端和触发器27的D输入端。频率为fR的周期输入信号L连接于“与”门24的输入端并经过反相器32连接于“与”门29的第一输入端。频率为fR/128的周期信号T连接于“与”门33。频率为2fR的周期信号Y连接于触发器26的周期(即时钟)输入端。
还有这些连接-“异或”门23的输出端接“与”门24的第二输入端，“与”门24的输出接计数器25的时钟输入端，-计数器25的“进位”输出端
Q触发器26的D输入端，该触发器26的
CO输出端接“与”门29的第二输入端和触发器27、触发器28的周期(即时钟)输入端。
-“与”门29的输出端接“与”门30a的第一输入端、计数器25的PE输入端和计数器34的复位输入端RE，-触发器27的Q输出端接计数器25的平行输入端P1至P4和“与”门30b的第一输入端，还通过反相器31接计数器25的输入端P5，通过反相器30d接“与”门30c的第一输入端，-触发器28的Q输出端接“与”门30a的第二输入端，而“与”门30a的输出端接“与”门30b和30c的第二输入端，-“与”门33的输出端接计数器34的周期输入端，计数器34的Q12输出端接“与”门33的第二输入端和触发器28的反相复位输入端。
触发器28的D输入端为逻辑值“1”。“与”门30b和30c的输出构成输出分频器8的两个输出端，在这里产生信号M和M1。
由于计数器25不能同时进行正计数和逆计数，所以同时出现的输出分频器8的两个信号输入端上的输出信号F和周期信号P的所有脉冲，是在“异或”门23的作用下对消的。由于一个脉冲被计数又被逆计数将使计数值始终为零，所以这对计数器25的计数值不产生任何影响。
仅当两个信号F和P不相同时，“异或”门23的输出才为逻辑值“1”。“与”门24用作脉冲形成器，它将“异或”门23的输出脉冲持续时间减小为周期信号L的持续时间。在图4中，第五行表示周期信号P的时序，第六分表示“异或”门23的输出信号S，第七行表示“与”门24的输出信号W。当U/D输入端的周期信号P为逻辑值“1”时，计数器25对“与”门24的输出脉冲进行正计数;当周期信号P为逻辑“0”时，计数器25对“与”门24的输出脉冲进行逆计数。计数器25的
CO输出端的负脉冲列随周期信号Y的下一前沿被传入触发器26，这样在触发器26的
Q输出端正常地出现稍有延迟的正脉冲。它们的脉宽在反相周期信号L的作用下被限制成该周期信号L的脉宽;即“与”门29也用作脉冲形成器。由于信号UH成静态或瞬时变化极性，计数方向可以变化。通常，可逆计数器25的初始值不选正计数时的0＝00000值或逆计数时的31＝11111，而是定成计数范围的近似中间值，例如若逆计数(P＝“0”)时提早到达00000状态，取值16＝10000，或者正计数(P＝“1”)时提早到达11111状态，取值15＝01111。初始化当周期信号P的现有逻辑值输入到触发器27时，发生在触发器26输出脉冲的每个上升沿。因此，为了初始化计数器25，当P＝“0”时触发器27的Q输出端取二进制数10000＝16或当P＝“1”时则取二进制数01111＝15送入计数器25的平行输入端P5，P4，P3，P2，P1。“与”门29的每个输出脉冲借助输入端PE使计数器25建立这个初始值，同时借助复位输入端PE使计数器34复位至零。计数器25的这一置位过程还允许其输出端
CO重新出现逻辑值“1”。通常这个逻辑值“1”稍有延迟地进入触发器26。这将终止“与”门29的输出脉冲。如果触发器28仍为逻辑值“1”，那是由触发器26
Q输出端的输出脉冲负沿引起的，于是触发器28的输出端使“与”门30a通。但与此同时由于“与”门29的输出脉冲已终了，如前所述，因为“与”门30a通的太迟，而使这个输出脉冲不能到达输出分频器8的输出端。由“与”门29的输出脉冲而复位的计数器34使其
Q12输出端取逻辑值“1”，这使“与”门33通。只要“与”门29的输出脉冲一结束，计数器34就开始对矩形周期信号T的脉冲计数。如果计数器34没有在“与”门29的输出脉冲期间复位成零，则将一直计数到输出端
Q12出现逻辑“0”为止，而
Q12为“0”一方面使触发器28复零，另一方面使“与”门33阻塞从而也便终止了计数器34的计数过程。在宽度为128/fR的周期信号T的212-1＝211周期后，也就是在218/fR秒以后，计数器34的
Q12输出端出现逻辑值“0”，这样就得到一个持续时间为28＝256秒、频率为fR＝210赫兹的脉冲列。
当t大于256秒时，“中防电路”28;30a，35阻止出现在计数器25输出端
CO的脉冲再传给输出分频器8的输出端。因为在256秒后，触发器28根据计数器34的输出信号复位为零，“与”门30a阻塞每一个第一脉冲。在正常的使用中，当设备的输入端有信号UH时，出现在触发器26
Q输出端的第一脉冲是不传给输出分频器8的输出端(初始误差)，但其负沿使触发器28置位于逻辑“1”。这样触发器28的Q端输出为所有后续的脉冲打开了“与”门30a。这是由于在256秒过去之前“与”门29的每个新输出脉冲都使计数器34复零的缘故。这样计数器34每次都被强迫从零开始其计数过程，决不使得逻辑“0”出现在其输出端
Q12因而决不使触发器28复零。这样，在256秒过去之前，“与”门30a一直导通直到没有脉冲出现为止。在这种情况中，计数器25，触发器26、“与”门29和“与”门30a的输出脉冲的中频比例于信号电流iH，从而比就比例于信号UH。
然而，在中和状态下，当设备的输入端没有信号UH时，有可能出现很小的断续信号的积分最后经很长的时间也在“与”门29的输出端产生一个脉冲。但由于“与”门30a已被阻塞，如同所有其它第一脉冲它将不会到达输出分频器8的输出端。同样，所有其它的中和脉冲也不会到达这些输出端，因为它们之间的间隔以及相对于第一脉冲的间隔总大于256秒。这就是说;在计数器34由脉冲复零之前，每次都有足够的时间时让逻辑值“0”出现在其
Q12输出端。这个逻辑值“0”每次都使触发器28复零，从而在下一脉冲出现之前时阻塞“与”门30a。
触发器27的输出信号指示信号UH具有那个极性。当信号UH的值为正时，它使“与”门30b导通，使得“与”门30a的输出信号作为信号M到达“与”门30b的输出端。然而当信号UH的值为负时，它使“与”门30c导通，使得这时“与”门30a的输出信号作为信号M1到达“与”门30c的输出端。
在电表的情况下，UH比例于UN·iL，其中UN是供电网络的网络电压，iL是充电电流。图6所示电表包括有一个极性换向开关1、一个乘法器36、前面讲过的电路2、另一个备用分频器37、接口电路38、步进电机39、指示器40以及由发光二极管D1代表的光指示器。网络电压UH加在极性换向开关1的输入端，电路2的输入端以双极方式输入交流控制电压N。比例于充电电流iL的电压UL以双极方式加到乘法器36的第一输入端，而极性换向开关1的输出端通过双极方式连接到乘法器36的第二输入端。乘法器36的输出用双极方式送到电路2的信号输入端，其中一个极接地。
还有以下的连接-电路2的输出端22a连接分频器37的周期输入端和接口电路38的复位输入端，-电路2的输出端21连接接口电路38的时钟信号输入端，
-分频器37的输出端连接接口电路38的信号输入端，-具有开关信号A或B的电路2的输出端连接极性换向开关1的控制输入端。
接口电路38的双极输出端连接用于机械驱动指示器40的步进电机39的电连接端。接口电路38的附加输出端单极地连接发光二极管D1的阴极，发光二极管的阳极连接直流电源电压VDD的正极。如果电表仅测量正能量，则不连接电路2的信号输出端22b。极性换向开关1可如图6所示连接在乘法器36的输入端，也可以连接在乘法器36的输出端。在两种情况下，输入信号±UH都比例于±UN·iL的乘积。乘法器36例如是一个霍尔元件，分频器37例如是可编程的。
根据图6，极性换向开关1将网络电压UN变换成周期转换的电压±UN，该电压再由乘法器36乘以电压UL，这样，在电路2输入端得到的电压±UH比例于±UN·iL的乘积，从而比例于电功率。电路2输出端22a上的矩形脉冲的频率由分频器37选择地进行h分频。所得矩形脉冲在接口电路38中以已知方式被处理，使它们能控制步进电机39。每接收一个脉冲，步进电机39都向前移一步。在预定的步数过后，例如300步后，指示器40所示的值加1。也可以使用全部电子的发光二极管或液晶指示器替代电机械指示器40。在这种情况中，步进电机39和其接口电路38可以省去，而使用一个带累加器的附加分频器。例如发光二极管D1与信号M的脉冲同步地闪烁，这就可用于光学地测量脉冲频率。
图1所示的电路2的输入单元可由如图7所示的较好的单片集成电路构成。在图7中电压/电流变换器3和恒流源10、15的结构都详细地表明了，而电路2输入单元的其余部分仅仅指出了。两个恒流源10和15及连接成电压/电流变换器3的电流源，各包括一个运算放大器、一个场效应晶体管和至少一个电阻。电阻值决定电流源的输出电流值。这种精密电流源的结构可参见《高级电路》一书第57至63页(Advanced Electronic Circuit，Tietze and Schenk，Springer Verlag，1978)图7中用的三个恒流源需要一个例如1.235伏的共用恒压源41。这个恒压源41的正极连接于正直流电源电压VDD，其负极连接于三个运算放大器42，43和44的非反相输入端。
恒流源10包括运算放大器42，该放大器的输出通向场效应管45的栅极，场效应管45的第二个极直接连接运算放大器42的反相输入端，并通过电阻46连接正直流电源电压VDD。场效应管45的第三个极构成恒流源10的输出端并提供参考电流IR。恒流源10的输出经开关9通向极性换向开关5的输出极和电容器C的一个极。
恒流源15包括运算放大器43、场效应晶体管47和电阻48。电压/电流变换器3包括一个恒流源49和两个电流源50和51。恒流源49包括运算有大器44、场效应晶体管52和电阻53。电流源50由运算放大器54、场效应晶体管55和电阻56构成，电流源51包括运算放大器57、场效应晶体管58和电阻59。所有电流源15、49、50和51的结构都与恒流源10的结构相同。然而，场效应管55的第二极通过电阻56后不接正直流电源电压VDD，而是接地，场效应管58的第二极通过电阻59后不接正流电源电压VDD。而是连接负直流电源电压-VSS。电路2的不接地输入极和恒流源49的输出端分别通向运算放大器54和57的非反相输入端。运算放大器57的非反相输入端还通过电阻60连接负直流电源电压-VSS。恒流源15的输出提供一半的参考电流IR/2，并且连接运算放大器54的反相输入端，而电流源50的输出通向运算放大器57的反相输入端。电流源50用作电压/电流变换器，将电压信号±UH转换成流经电阻56的比例电流±iH。在场效应管55中，该比例电流±iH被从恒流源15提供的半参考电流IR/2中减去。在产生流经电阻59的参考电流IR的电流源51中，电流源50输出端的这个差值电流IR/2+iH又被从参考电流IR中减去，所以在电流源51的输出端，从而在电压/电流变换器3的输出端产生所需的电流±iH+IR/2。电流源51的输出端和地线一起构成电压/电流变换器3的双极输出并连接极性换向开关5的双极输入端。
图8所示该设备的第四种方案的结构类似于图2所示的第二种方案。只是恒压源16被作为电压源的电路61;62;63;64;所取代。电路61;62;63;64;的输出电压UR/2-V0代替了恒压源16的参考信号UR/2。电路61;62;63;64包括一个“异或”门61、一个可逆计数器62、一个中间累加器63和一个数一模变换器64。一方面在可逆计数器62和中间累加器63间，另一方面在中间累加器63和数/模变换器64之间都有数据总线连接。电路4的一个输出是开关信号A或B，它连接“异或”门61的第一输入端和中间累加器63的时钟输入端。在这个第四方案中，电路4的信号W和P(见图1)额外地分别加到可逆计数器62的时钟输入端和“异或”门61的第二输入端(见图8)。“异或”门61的输出连接可逆计数器62的U/D输入端。
在第二种方案中(见图2)，偏移电压U0的平均值是被从设备的输出频率中对消掉的。然而，在第四方案中(见图8)，有一个用以对消该设备的输出信号M和M1的频率调制的附加偏移电压V0可逆计数器62(见图8)的操作类似于输出分频器8中的计数器25(见图5)。不同之处是由于“异或”门61的存在，在开关信号A或B的偶数半周期期间与在奇数半周期期间，可逆计数器62的计数方向相反。在奇数半周期期间，可逆计数器62的计数给出计数值(fH+f0)·T/2，而在偶数半周期期间给出一(fH-f0)·T/2，使得在整个开关信号A或B的全周期期间得到计数值(fH+f0)·T/2-(fH-f0)·T/2＝2f0·T/2＝f0·T，fH是频率fF对应信号UH的部分，f0是信号对应偏移电压V0的部分。因此，计数值f0·T比例于偏移电压U0。在每一周期T的末尾，这个计数值随开关信号A或B的正沿进入中间累加器63，以便其后由数/模变换器63来转换成模拟值。在电路17;3;4;61;62;63;64;中数/模变换器64输出端的模拟值等于UR/2-V0数/模变换器64的模拟输出端连接加法单元17的第一输入端。因此，电压/电流变换器3的输出电流按要求比例于和电压±UH+UR/2-U0+U0＝±UH+UR/2。第二个偏移电压U0是由电压/电流变换器3引入电路的。所以在电压/电流变换器3的输出电流中没有零电压U0的残留成分。
最后请注意以上所述本发明的实施例仅是例证性说明。可以在不脱离下列权利要求
的精神与形式下，用本技术领域：
的技巧造出许多样的实施例来。
权利要求
1.将电信号变换成比例频率的方法，包括有如下步骤由第一极性换向开关周期地转换所述电信号，将第一参考信号与比例于所述周期地转换的电信号的信号相加，形成和信号，由与第一极性换向开关同步地操作的第二极性换向开关周期地转换所述和信号，由比例于所述周期地转换的和信号的电流成分和选择地转换的参考电流连续地对积分电容充电和放电，所述参考电流包括一个其值是第一参考信号的信号值的二倍的第二参考信号，将电容电压与参考电压比较以有选择地转换所述参考电流，为了能产生一个其平均频率比例于所述电信号和所述第一参考信号之和的信号，减去比例于所述第一参考信号的频率以产生一个其频率比例于所述电信号的信号。
2.如权利要求
1所述方法，其中第一参考信号是直流电压，它与待变换的周期地转换的电信号相加，所述和信号包括一个和电压，该电压经电压电流变换器与一电流相连。
3.如权利要求
2所述方法，其中所述直流电压被减去所述电压电流变换器的偏移电压。
4.如权利要求
1所述方法，其中在所述第一极性转换步骤之后所述电信号被变换成一比例电流，其中所述第一参考信号是一直流电流。
5.如权利要求
1所述方法，其中在所述第一极性转换步骤之后所述电信号被放大。
6.如权利要求
1所述方法，其中待减去的频率由矩形脉冲列的周期信号表示。
7.将电信号变换成比例频率的设备包括用于周期地转换所述电信号极性的第一极性换向开关，将第一参考信号与比例于所述周期地转换极性的电信号的信号相加以形成和信号的装置，与所述第一极性换向开关同步操作的周期地转换所述和信号极性的第二极性换向开关，积分电容器，它连续地被比例于所述周期地转换极性的和信号的电流成分和其幅值为二倍于所述第一参考信号的信号值的有选择地转换性的参考信号充电和放电，比较器装置，将电容电压与参考电压比较，以有选择地转换所述参考电流，从而能产生一个其平均频率比例于所述电信号和所述第一参考信号之和的信号，减去比例于第一参考信号的频率以产生一个其频率比例于所述电信号的信号的装置。
8.如权利要求
7所述的设备，其中所述设备包括在极性换向开关之间的电压电流变换器，而所述第一参考信号是与所述电压电流变换器输入端的加法器相连的电压。
9.如权利要求
8所述的设备，其中电压是恒压。
10.如权利要求
8所述的设备，其中电压由一个包括“异或”门，可逆计数器、中间累加器和数/模变换器的电压源产生。
11.如权利要求
7所述的设备，其中包括在极性换向开关之间的电压电流变换器，而所述第一参考信号是与电压电流变换器输出相连的恒流。
12.如权利要求
7所述设备，其中在所述第一和第二极性换向开关之间连接有一个电压电流变换器，而在第一极性换向开关和电压电流变换器之间连接有一个高通放大器。
13.如权利要求
12所述设备，其中高通放大器包括一个放大器和一个连在该放大器输出端的高通滤波器。
14.如权利要求
7所述设备，其中一个触发器连接在所述比较器装置的输出端，而一个分频器连接在所述触发器的输出端，所述分频器包括一个“异或”门、二个附加触发器、二个“与”门和一个可逆计数器。
15.如权利要求
14所述设备，其中分频器包括一个中防电路。
16.如权利要求
15所述设备，其中中防电路包括一个单稳多谐振荡器、一个触发器和一个“与”门。
17.如权利要求
16所述设备，其中单稳多谐振荡器包括一个“与”门和一个计数器。
18.如权利要求
7所述设备，其中电压电流变换器位于所述第一第二极性换向开关之间，所述电压电流变换器包括三个电流源。
19.如权利要求
7所述设备，其中每个所述参考信号都是用运算放大器、场效应晶体管和电阻形成的。
专利摘要
将电信号变换成比例频率的方法及装置。由不等宽的半周期组成的极性转换周期引起的输出频率调制和极性换向时可能不为零的电容电压都从根本上得到消除，这就允许更快更精确地进行校准。
文档编号H03K7/06GK87100875SQ87100875
公开日1987年8月19日 申请日期1987年2月5日
发明者彼特尔·詹 申请人:兰迪斯和吉尔楚格股份公司导出引文BiBTeX, EndNote, RefMan