专利名称：适用于具有预偏置负载的变换器的启动电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种脉冲宽度调制(PWM)功率调整器及/或直流至直流(DC-DC)变换器，尤其涉及用于启动进入预充电或预偏置负载的PWM切换的DC-DC变换器的方式。
背景技术：
一种脉冲宽度调制(PWM)的DC-DC变换器的典型启动顺序是在反馈控制误差放大器的非反相或者正相输入端输入一个从0伏至目标VREF设定电压电平的斜波信号，该误差放大器是一个反馈控制回路中的一部分，该反馈控制回路系通过比较该参考电压VREF与基于所检测到的部分输出电压VOUT来调整输出电压VOUT。在典型的推挽式变换器中，该PWM控制电路提供一个控制栅极驱动器的PWM信号，该PWM信号进一步控制一对开关器件，从而将输入电压变换成调整过的输出电压。这对开关器件包含一个上方开关器件及一个下方开关器件，上方开关器件及下方开关器件一般可采用金氧半导体场效晶体管(MOSFET)对来实现。
如果该变换器系启动进入一个预偏置负载状态，诸如当VOUT系已经被充电时，则存在着很大的潜在破坏瞬态电流，因为VREF小于反馈信号。特别是，因为该反馈回路企图通过VOUT的反馈信号时电压电平与在该误差放大器的输入端的VREF比较来调整VOUT，其中，该反馈信号已经是高电电平而VREF则是启动时为斜坡电压，所以该控制电路企图通过导通“下拉”输出开关器件(例如，开关器件对中的下面器件)将VOUT拉低。在这种情况下，该下面器件能够导通足够久的时间，以至超过其热限制。涌电流会对片上元件产生明显的应力，从而有可能引起灾难性的故障。此外，这些涌电流还会引起输出电压产生“非单调值”或变化，在某些情况下，该输出电压的“非单调值”或变压化，导致下游的集成电路闩锁住且失效。
所述，希期能够防止下开关器件保持导通的时间太久，以及防止输出电压中所不期望的变化，特别是在启动时。
发明内容
根据本发明的一个示范性实施例的一种用于直流至直流(DC-DC)功率变换器的启动电路，其包括第一电路、第二电路及一个比较器。DC-DC功率变换器包括一个误差放大器，它向脉宽调制电路(PWM)提供补偿信号，由PWM电路使用补偿信号和三角PWM波形来产生PWM信号，以控制一个开关电路，该开关电路将输入电压转换成相对于共同功率参考电压的输出电压。该开关电路包括一个使能输入端，使得DC-DC功率变换器的输出可以由启动电路使能。
第一电路建立用于三角PWM波形的一个最小峰值电压和一个最大峰值电压。第二电路建立一个参考电压，该参考电压与输出电压具有线性关系。特别是，参考电压的范围系由最小峰值电压至该最大峰值电压，而输出电压的范围是从共同功率参考电压至输入电压的电平。比较器系具有一个用于接收补偿信号的第一输入端；一个用于接收参考电压的第二输入端；和一个向开关电路使能输入提供使能信号的输出端。
在一个实施例中，第二电路包括一个提供偏置节点的偏置电路，一个参考电阻器，第一和第二电流发生器及第一和第二电流镜电路。参考电阻器耦合于偏置节点和产生参考电压的参考节点之间。第一电流发生器产生一个正比于输入电压的第一电流。第二电流发生器产生一个正比于输出电压的第二电流。第一电流镜电路施加由偏置节点经过参考电阻器流至参考节点的第一电流。第二电流镜电路施加由参考节点经过参考电阻器流至偏置节点的第二电流。第一和第二电流发生器及参考电阻器构成了如果输出电压为共同功率参考电压，则参考电压系大约等于最小峰值电压，且如果输出电压为输入电压电平，则参考电压系大约等于最大峰值电压。
在一个更具体的实施例中，启动电路包括第一和第二电阻器及第三电流镜电路。该第一电阻器及第二电阻器各自具有与参考电阻器大致相同的电阻值，且第一电阻器及第二电阻器各自皆连接至偏置节点。第三电流镜电路将第一电流施加至第一电阻器，和从第二电阻器吸取第一电流，使得第一电阻器产生最大峰值电压而第二电阻器产生最小峰值电压。再者，第二电流发生器系可以构成如果输出电压大约等于输入电压，则第二电流发生器就产生第二电流且为第一电流的电流电平的两倍。
启动电路可以进一步包括第一分压器，该第一分压器可用于分压输入电压，以提供一个输入检测电压；及第二分压器，该第二分压器可用于分压输出电压，以提供一个输出检测电压。在这种情况下，第一电流发生器可以包括第一跨导放大器，其具有一个接收输入检测电压的输入端；及一个输出端，该输出端可产生流过第三电阻器的第一电流，以维持其电压接近于输入检测电压的相同电压电平。第二电流发生器可以包括第二跨导放大器，其具有一个接收输出检测电压的输入端；及一个输出端，该输出端可产生流过第四电阻器的第二电流，以维持其电压接近于输出检测电压的相同电压电平，其中，该第三电阻器具有第四电阻器的电阻值大约两倍的电阻值。
DC-DC功率变换器包括一个输出电感器，其一般可耦合在一个产生输出电压的输出节点和开关电路的一个中间相位节点之间。在一个实施例中，第二电流发生器通过该在相位节点检测输出电压。
在一个替代实施例中，第二电路包括第一电阻器和第二电阻器；两个放大器，其包括一个缓冲放大器；及第一电流器件和第二电流器件。第一电阻器具有一个用于接收输入电压的第一端及第二端。第二电阻器具有一个用于接收输出电压的第一端及一个产生参考电压的第二端，其阻值大约等于第一电阻器的电阻值。第一放大器具有一个接收最大峰值电压的反相输入端，一个连接着第一电阻器的第二端的同相输入端，以及一个输出端。缓冲放大器维持其输出为最小峰值电压。第一电流器件具有一个耦合在第一电阻器的第二端和缓冲放大器的输出端之间的电流路径，还具有一个连接着第一放大器的输出端的控制输入端。第二电流器件的结构基本类似于第一电流器件，具有一个耦合在第二电阻器的第二端和缓冲放大器的输出端之间的电流路径，还具有一个连接着第一放大器的输出端的控制输入端。在这种情况下，第一放大器控制第一电流器件，以维持第一电阻器的第二端的电压大致等于最大峰值电压。因此，这些器件的电流路径可产生大致相同的电阻值，以均匀地分压输入电压和输出电压。
根据本发明的另一个实施例的一种DC-DC变换器包括一个输出开关电路，一个误差放大器，PWM逻辑电路及一个启动电路。输出开关电路具有一个用于接收使能信号的使能输入端，使之使能时，可将输入电压切换施加至输出电感器，以根据一PWM信号产生输出电压。误差放大器根据参考电压与输出电压反馈信号的比较值产生补偿电压。PWM逻辑电路根据补偿电压和范围从最小斜坡电压至最大斜坡电压之间的斜坡信号来产生PWM信号。启动电路系包括一个参考电路及一个比较器。参考电路产生参考电压，以线性方式相对于输出电压进行变化，其变化范围为在输出电压为零的情况下对应可最小斜坡电压以及在输出电压为输入电压的相同的电压的情况下对应于最大斜坡电压。比较器系比较补偿电压和参考电压，且提供使能信号。
根据本发明的一个实施例的一种启动DC-DC变换器进入预充电输出电压的方法，其包含产生一个与输出电压具有线性关系的参考电压，其中，当输出电压的范围在零和输入电压电平之间时，该参考电压的范围在PWM三角波形的最小电压电平和最大电压电平之间；及当参考电压大约等于由误差放大器比较参考电压和表示输出电压的反馈信号所产生的补偿信号时，使能DC-DC变换器的输出切换。
产生参考电压的方法可以包含基于输入电压施加第一电流流过一起耦合于第一节点的第一和第二电阻器，以产生PWM三角波形的最小电压电平及最大电压电平；以一个方向施加第一电流流过第三电阻器，该第三电阻器具有一个与第一节点相耦合的第一端和一个产生参考电压的第二端；及基于输出电压以相反方向施加第二电流流过第三电阻器。
可替代的是，产生参考电压的方法可以包含第一电阻器耦合于输入电压和第一节点之间；第二且等值的电阻器耦合于该输出电压和第二节点之间；第一晶体管的电流路径耦合于第一节点和第三节点之间；第二晶体管的电流路径耦合于第二节点和第三节点之间；将第三节点的电压保持于PWM三角波形的最小电压电平；将控制信号施加至第一晶体管，以使得第一节点的电压保持于PWM三角波形的最大电压电平，其中，第一晶体管的电流路径可产生第一电阻值；及将控制信号施加至第二晶体管，使得它的电流路径可保持第二节点和第三节点之间的一个电阻，该电阻等效于第一电阻。
参考下列描述及附图，本发明之优点、特色及利益将变成显而易见，其中
图1是根据本发明的一个示范性实施例的一种包括启动电路的DC-DC变换器的简化示意方框图；图2是根据本发明的一个示范性实施例所实施的图1所示启动电路较详细的示意图；和，图3是根据本发明的一个替代实施例所实施的另一启动电路的简化示意方框图。
主要元件符号说明100DC-DC变换器101控制器103误差放大器105PWM逻辑电路107栅极控制逻辑电路109启动电路111反馈电路Q1及Q2开关VIN输入源电压PGND 功率接地UGATE 上方的栅极控制信号PHASE 相位节点LGATE 下方的栅极控制信号L 输出电感器VOUT 输出信号LD 负载CO 输出电容器VFB反馈电压信号COMP 补偿信号EN 启动信号GND信号接地VFF电压馈入转送R17及R18 电阻器
VA 电压C11 电容器G1 互导放大器201 节点205 中间节点207 中间节点209 节点211 节点213 比较器F1及F4 电流镜R32 电阻器IVFF 电流F2及F3 电流镜R29 电阻器VMAX 最大电压准位R30 电阻器VMIN 最小电压准位R21及R28 分压电阻器VMID 中间电压F5及F6 电流镜R31 电阻器R34及R35 电阻器VPH 电压C13 电容器G2 互导放大器R33 电阻器IPH 电流F7 电流镜F9及F8 电流镜
HSOC高侧输出电流300 起动电路301 振荡器最大电压303 振荡器最小电压305 节点306 节点307 节点A1 第一缓冲器/放大器A2 缓冲器/放大器QA 场效应晶体管R1 单元电阻器QB 场效应晶体管R2 单元电阻器实施方式下列叙述的呈现使得业内熟练技术人能够在一个特定应用及其条件的环境的内实施及使用所提供的本发明。然而，对于业内熟练技术人士来说，较佳实施例的许多不同的修改都是显而易见的，且本文定义的基本原理也可以应用于其它实施例。因此，本发明并不打算受限于本文所图示及叙述的特定实施例，而是符合于本文所揭示的原理及新颖特色一致的最广泛范围。
诸如，在申请序列号为10/775,560、标题为“适用于DC-DC变换器的启动电路”的较新的方式，通过当检测到第一驱动或当补偿插脚“COMP”达到固定电平时，激活调节器的输出驱动来减小启动涌电流；其中固定电平一般等效于大约10％的占空周期(D)。涌电流是由非零的输出电感器的两端平均电压所引起的。只有当驱动器激活占空周期中一致产生一个等于目前的输出预偏置电压VOUT的电压时，任何一种在固定COMP电压下(它等效于固定占空周期)激活输出驱动的启动方式系都可具有零启动涌电流。给出VBAR的简化方程式为VBAR＝D*VIN，式中，星号“*”表示相乘，“D”表示占空周期，且VIN表示输入电压。给书预充电输出电平的不可预测的特性，在大部分的应用中，特别是在启动时，VBAR等于VOUT的几率是低的。
图1是根据本发明的一个示范性实施例的DC-DC变换器100的简化示意方框图，DC-DC变换器100包括一个启动电路109。虽然应理解的是本发明可同样应用于其它形式的功率变换器，然而为了说明的目的，该DC-DC变换器100显示了一个推挽式变换器。一对开关Q1及Q2以串联的方式耦合于诸如VIN的输入源电压的各个端点和功率接地(PGND)之间。在所示的实施例中，开关Q1及Q2是采用N沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)来实施的N通道金氧半导体场效晶体管，虽然可以想到其之类型的电子开关可以包括适合于集成电路制造的半导体开关。上开关Q1的两极连接至VIN，其栅极接收一个上方栅极控制信号UGATE，且其源极在产生相位信号的相位节点PHASE处连接着下方开关Q2的漏极。它所产生的节点和信号这里采用相同的标号，除非特别叙述。下方开关Q2的漏极连接着PHASE，其栅极接收下方栅极控制信号LGATE，且其源极连接着PGND。PHASE节点通过输出电感器L与产生一个输出信号VOUT输出节点相耦合。VOUT信号施加至负载LD及输出电容器CO，负载LD及输出电容器CO两者都参考接地。VOUT信号通过反馈电路111以反馈电压信号VFB反馈至控制器101，该控制器101输出UGATE信号及LGATE信号，以控制开关Q1及Q2的操作。该PHASE节点一般也可提供给控制器101，以用于各种不同的目的，包含过电流检测。
控制器101包括一个误差放大器103，PWM逻辑电路105，栅极控制逻辑电路(GCL)107及启动电路109。在典型的结构中，误差放大器103通过VFB信号或电压检测信号(未示出)或其他方式而检测VOUT，且在输出端产生补偿信号COMP，并输出至PWM逻辑电路105。如图所示，VFB提供至控制器101的误差放大器103的反相输入端，虽然替代方法也可以被预想用于检测该输出。OWM逻辑电路105包括一个振荡器或类似器件(未示出)，用于产生一个参考振荡波形(即PWM三角波形信号)；及一个PWM比较器)(未示出)，用于比较参考波形及COMP信号，以产生一个提供至GCL107的PWM信号。根据PWM信号，栅极GCL107系断定UGATE信号为高电平，致使开关Q1导通，且断定LGATE信号为低电平，致使开关Q2截止，以通过输出电感器L耦合VIN来驱动VOUT的电压电平。接着，GCL电路107断定UGATE信号为低电平和断定LGATE信号为高电平，致使Q1截止和Q2导通。操作可基于PWM信号的占空周期以此方式触发。
一个典型的启动顺序是以斜坡方式使提供至误差放大器103的同相输入端的VREF信号由零升至一个所设定的电压电平。假如VOUT系已经预先充电，例如，通过负载LD或通过其它DC-DC变换器(例如，冗余变换器或类似)，则VFB信号已经为高电平，且误差放大器103使得COMP降为低电平。PWM逻辑电路105通过产生一个相对低的占空周期的PWM信号作为响应，使得GCL107激活下方的开关Q2且持续一个基本的时间周期，以企图减少VOUT。于是，开关Q2通过电感器L耦合于接地和预充电VOUT信号之间且持续充分长的时间周期，这可能超过其热限制值。一般而言，如果跨接电感器L两端的平均电压不为零，则会产生涌电流，它可能导致DC-DC变换器100(例如，开关Q2)该负载LD的构件的损坏。
设置启动电路109可防止这种不期望出现的情况。启动电路109向GCL107提供一个使能信号EN，以有效地使能及禁止输出切换。控制器101通过参考共同电源供应端点或信号接地(GND)的VCC信号来接收功率，其中，VCC信号可提供给启动电路109。控制器101包括一个以内部方式连接启动电路109的电压馈入转送(VFF)插脚，其中，VFF以外部方式耦合至VIN信号。PHASE信号及COMP信号可提供给启动电路109，它可通过COMP信号来监视误差放大器103的操作，以决定何时适合于EN信号以使能输出切换，以便于减少或消除所不期望的涌电流。
GCL107包括一对输出驱动器(未示出)，该对输出驱动器可根据PWM信号来驱动这些开关Q1及Q2的栅极，如同熟习该项技术者所知。此外，GCL107典型地还包括击穿保护逻辑电路或者类似电路，以确保在任何给定时间下这些开关Q1及Q2中仅仅只有一个是为导通的。当EN信号断定为高电平时，GCL107为正常操作，且当EN信号断定为低电平时，GCL107使这些开关Q1及Q2关闭，以禁止输出切换。在一个实施例中，举例而言，GCL107禁止这些输出驱动器，使得当EN信号为低电平的同时，UGATE信号及LGATE信号两者都为低电平且维持低电平。GCL107的内部及外部实施例都是可以预想到的。一个外部栅极驱动集成电路，举例而言，可以构成具有一个使能输入端，其用于接收EN信号或者其它信号。在某些实施例中，GCL107可使其输出成为三态，以响应EN信号变成为低电平，且一个结合这些开关Q1及Q2的分离驱动集成电路(未示出)可用于检测该三态情况，且禁止其本身。本发明并不受限于GCL107或这些开关器件的任何特定实施例或结构。
根据本发明的一个实施例所实施的启动电路109提供一种以最小涌电流启动的方法，该方法是以输出电感器两端的平均电压非常接近于零的占空周期开始驱动切换的。这种启动方式可减少输出电感器L中的涌电流和减小输出电压VOUT中的非单调值。通过使用具有等于或代表输入电压VIN的电压的VFF信号，以及具有代表输出预偏置电压的电压的PHASE信号，可产生一个相对于该振荡器峰峰值波形(PZP)的参考电压VREF，它可接近于获得输出电感器L两端平均电压几乎为0伏所需的占空周期。通过由当COMP电压达到参考电平时激活DC-DC变换器100的这些驱动器，从而可最小化输出电感的在预偏置条件过程中的涌电流。
换句话说，通过在推挽调节器的CMP插脚又经达到可产生大约等于VOUT的“VBAR”电压的占空周期之后，才使能推挽调节器驱动力，根据本发明一个实施例的系统可使得电感器L两端的平均电压接近于0伏，从而最小化在启动期间任何的系统启动涌电流及/或“非单调值”。这种系统及方法可最小化由于上述启动不规则所引起的对系统的任何可能的损坏。
在开关调节器中，占空周期可采用简化方程式VOUT＝D*VIN来决定输出电压。占空系统的离散损耗可附加至该方程式，然而对于本发明来说是认为可忽略的。调节器的占空周期可以电压模式调节器通过在COMP插脚上的电压与振荡器斜波波形相交叉的方式的来设定，这里所讨论的振荡器斜坡波形如同三角形波形。当COMP插脚电压大于斜坡最大值(VMAX)时，调节器操作于D＝1(或者100％占空周期)。相反地，当COMP插脚电压小于斜坡最小值(VMIN)时，调节器系操作于D＝0(或者0％占空周期)。当COMP电压介于VMAX及VMIN之间时，调节器就产生一个介于D＝0和D＝1之间的占空周期。对于大于0伏特且小于VIN的输出电压而言，可以发现可满足上述简化方程式的D/COMP电压。启动电路109可在调节器切换的起始之前实施此模拟计算。
图2为根据本发明的一个示范性实施例所实施启动电路109的详细示意图。VFF信号可被电阻器R17和R18分压成为相对于接地(GND)的电压VA，且可由电容器C11滤波。该VA信号系可提供至一个跨导放大器G1的同相输入端，该跨导放大器G1具有一个电流驱动输出，其具有一个在节点201与G1的反相输入端相耦合的电流输出端。跨跨导放大器G1的电流驱动端与一对比率为1的电流镜F1及F4的电流输入路径串联耦合。跨导放大器G1操作使得驱动节点201具有相同的电压电平VA，电压电平VA施加至一个接地的电阻器R32的两端。以此方式，跨导放大器G1可产生一个电流IVFF＝VA/R32，该电流IVFF系施加至对比率为1的电流镜F1及F4的输入端。该电流镜F1具有一个电流驱动输出，该电流驱动输出驱动IVFF至另一对比率为1的电流镜F2和F3的电流输入路径，该对电流镜F2和F3可在其输出端驱动相同的电流IVFF。
电流镜F2的电流驱动输出可在中间节点205处与VCC和节点203之间的一个电阻器R29串联耦合。因此，该电流镜F2可通过R29驱动电流IVFF，以在节点205产生代表PWM三角波或振荡器斜坡的最大电压电平的VMAX电压电平。电流镜F3的电流驱动输出可在中间节点207处与接地和节点203之间的一个接地电阻器R30串联耦合。因此，电流镜F3可通过R30驱动电流IVFF，以在节点207产生代表该振荡器斜坡的最小电压电平的VMIN电压电平。一对分压电阻器R21及R28可串联一起耦合在VCC及接地之间，且中间节点与节点203耦合。该节点203产生一个介于振荡器斜坡电压的VMIN和VMAX之间的电压VMID。在一个特定实施例中，这些电阻器R21及R28可相等且相对于电阻器R29及R30(例如，60千欧姆)是相当小数值的电阻器(例如，5千欧姆)，使得VMID可设定为大约1/2VCC。因此，VMAX＝VMID+IVFF*R29，和VMIN＝VMID-IVFF*R30。
电流镜F4的该电流驱动输出可通过比率为1的电流镜F5和F6的电流输入路径来驱动电流IVFF。电流镜F5的电流驱动输出可耦合于VCC和节点203之间，且电流镜F6的电流驱动输出可耦合于接地和节点209之间。一个电阻器R31可耦合于节点203和209之间，其中，节点209可产生VREF信号。因此，电流镜F5可在R31的一端处驱动IVFF至节点203，且该电流镜F6可在R31的另一端处由节点209拉引至相同的电流电平IVFF。
PHASE信号的电压可由电阻器R34及R35分压成为一个相对于接地(GND)的电压VPH，且由电容器C13滤波。该VPH信号可提供至一个跨导放大器G2的同相输入端，该跨导放大器G2具有一个电流驱动输出，它具有一个与G2的反相输入端和节点211相耦合的电流输出端。该跨导放大器G2的操作可驱动节点211具有相同的电压电平VPH，该电压电平VPH可施加至一个接地的电阻器R33。以此方式，该跨导放大器G2可产生一个电流IPH＝VPH/R33，该电流IPH可施加至一个比率为1的电流镜F7的电流输入路径。该电流镜F7具有一个电流驱动输出，该电流驱动输出可驱动IPH至另一对比率为1的电流镜F9和F8的电流输入路径，在其输出端产生相同的电流IPH。电流镜F9可在R31的一端处驱动IPH至节点209之中，且该电流镜F8可在R31的另一端处由节点203拉引至相同的电流电平IPH。
这些电阻器分压器R17/R18及R34/R35可分别将VFF及PHASE等量分压。在所示的实施例中，两者都构成除以7，使得VA＝1/7VFF，和VPH＝1/7PHASE(例如，R17＝R34＝198千欧姆，和R18＝R35＝33千欧姆)。这些电阻器R29，R30，R31及R32系电阻值相等且为R33的值的两倍(例如，R29＝R30＝R31＝R32＝2*R33，且在一个更具体的实施例中，这些电阻器R29-R32中的每一个都为60千欧姆，且R33系30千欧姆)。应注意的是，假如PHASE的电压等于VFF的电压，则电流IPH可为IVFF电流电平的两倍，以驱动VREF至VMAX，如下文作进一步叙述。
VREF信号提供至比较器213的反相输入端，该比较器213可在它的其它输入端接收COMP信号，且其在它的输出端驱动EN信号。以此方式，VREF可与COMP插脚处的电压相比较，使得当COMP插脚等于VREF时，该变换器100可切换至相当接近VOUT(忽略可能禁止正确匹配的离散损耗)的占空周期。以此方式，两个外部的信息VIN及VOUT可用于此项计算之中，这些电压VIN及VOUT能够轻易地由数个来源决定出。这种情况下，当馈入输送模块将信息用于振荡器斜坡决定时，变换器100可使用VFF插脚来提供VIN信息。可替代的是，假如该电流源禁止直到该EN驱动器使能信号系使能为止，则高端输出电流(HSOC)插脚可用于测量输入电压。当对VIN电压加入一个负偏置时，就希望HSOC电流源能够脱离同步，这也是HSOC的部分功能。
在启动及在切换起始之前，PHASE节点的电压是通过输出电感器与VOUT直流短路，因此能够用于提供VOUT信息。在变换器100中，振荡器斜坡电压的中间VMID可设定成1/2VCC，且在该VFF插脚处的电压可通过使用电流源及单元(即，等值的)电阻器而设定斜坡的VMAX及VMIN。通过使用相同的电流源及单元电阻器，以及由相位推导具有由VFF推导增益的两倍的电流源，就可以创建参考电压系能够被产生。
在上述情况下，PHASE应该等于0伏特，则VPH等于0伏特，且这些电流镜源F7、F8及F9截止，且VREF处于VREF＝VMID-R31*IVFF＝VMID-R39*IVFF＝VMIN(即，VREF＝VMIN)。假如VOUT等于VFF，则可通过单元电阻器R33拉引出两倍电流，它可抵消VFF且加回一个相等的量，从而导致VREF＝VMID-R31*IVFF+IPH*R31＝VMID+IVFF*R31＝VMAX(即，VREF＝VMAX)。以此方式，VREF与VOUT具有一个线性关系，且当VOUT范围介于0及VIN之间时(例如，VOUT＝0时VREF＝VMIN，VOUT＝VIN时VREF＝VMAX，以及VOUT＝1/2 VIN时VREF＝VMID)，则线性范围介于VMIN及VMAX之间。
VOUT应该大于VFF，VREF大于VMAX，这是在变换器100受发于高端侧开关Q1的内部体二极管为VFF+0.7V的情况下。在启动之前，COMP插脚是可接地的，且随着COMP输出被释放且误差放大器103的同相输入端升高，当同相输入端超过反相输入端的电压时，COMP开始上升。最后，COMP插脚会跨过VREF，这表示它正处于获得输出电感器两端零平均电压的最佳占空周期。此时，断定EN信号可使能GCL107的驱动器，从而开始驱动这些开关Q1及Q2。
图3是根据本发明一个替代实施例所实施的另一个启动电路300的简化示意方框图。第一方框301及第二方框303可分别产生PWM三角波的最小及最大电压VMIN及VMAX。类似于以上的讨论的方法，这些电压都是基于VCC的。VMAX提供至第一缓冲器/放大器A1的反相输入端，而VMIN提供至另一个缓冲器/放大器A2的同相输入端。缓冲器/放大器A1的输出端与FET QA的栅极耦合，它的漏极与节点305相耦合，该节点305又与该缓冲器/放大器A1的同相输入端和单元电阻器R1的一端相耦合。该电阻器R1的另一端耦合至VFF。FET QA的源极耦合至节点306，该节点306与缓冲器/放大器A2的输出端相耦合。缓冲器/放大器A1的输出端与另一个FET QB的栅极相耦合，QB的源极耦合至节点306，且QB的端极耦合至节点307，该节点307可产生该VREF信号。节点307系连接至另一个单元电阻器R2的一端以及比较器213的反相输入端。该比较器213在其反相输入端接收COMP信号，且在其端产生EN信号。R2的另一端耦合至PHASE。电阻器R1与R2相等且具有相同电阻值R。
在操作时，缓冲器/放大器A1可控制FET QA，以维持节点305为VMAX，且该缓冲器/放大器A2可维持节点306为VMIN。电流IVFF流经建立FET QA的一定漏极-源极电阻R1。因为QA和QB的VGS相同，所以QB可受到与FET QA相同的漏极-源极电阻的控制。以此方式，电阻器R2和FET QB可以相对于VFF的比例量分压PHASE节点的电压(即，被R1及QA分压)，以产生节点307的VREF的电压，该节点307可接收流经R2的电流IPH。应注意的是，如果PHASE的电压等于VFF，则VREF＝VMAX。意欲当PHASE系为0时，VREF可下降至VMIN，然而，由于FET QB的偏置电压，VREF不会完全下降至VMIN。因此，随着HASE趋向于0时，启动电路300呈现某些非线性情况。
虽然本发明系已经参照本发明某些较佳版本进行相当详细的叙述，然而，其它版本及变化也是可能的且可以预想到的。熟习该项技术者应可以了解，熟习该项技术者系能够轻易地使用所揭示的观念及特定实施例作为一个设计或修改其它结构的基础，以提供本发明的相同目的，而不偏离由后附权利要求所定义的本发明的精神及范畴。
权利要求
1.一种用于直流至直流功率变换器(DC-DC)的启动电路，所述DC-DC功率变换器系包括一个误差放大器，其将补偿信号提供至一个脉冲宽度调制(PWM)电路，所述PWM电路使用补偿信号和三角PWM波形，以产生PWM信号，用于控制开关电路，所述开关电路用于将输入电压转换成为相对于共同功率参考电压的输出电压，所述开关电路还包括一个使能输入端，所述启动电路包括第一电路，所述第一电路建立三角PWM波形的最小峰值电压及最大峰值电压；第二电路，所述第二电路系建立参考电压，所述参考电压与输出电压具有线性关系，其中，所述参考电压范围从所述最小峰值电压至所述最大峰值电压，而所述输出电压的范围系从所述共同功率参考电压至所述输入电压的电平；比较器，它具有用于接收补偿信号的第一输入端；用于接收所述参考电压的第二输入端；及将使能信号提供至所述开关电路的使能输入端的输出端。
2.如权利要求1所述的启动电路，其特征在于，所述第二电路还包括提供偏置节点的偏置电路；参考电阻器，它的第一端耦合至所述偏置节点，第二端耦合于产生所述参考电压的参考节点；第一电流发生器，用于产生正比于所述输入电压的第一电流；第二电流发生器，用于产生的正比于所述输入电压的第二电流；第一电流镜电路，耦合于所述第一电流发生器，通过所述参考电阻器将来自所述偏置节点的第一电流施加于所述参考节点；和第二电流镜电路，耦合于所述第二电流发生器，通过所述参考电阻器将来自所述参考节点的第二电流旋加于所述偏置节点；其中，所述第一和第二电流发生器及所述参考电阻器构成了假如输出电压为共同功率参考电压，则所述参考电压大约等于所述最小峰值电压，且假如所述输出电压为输入电压的电平，则所述参考电压大约等于所述最大峰值电压。
3.如权利要求2所述的启动电路，其特征在于，所述DC-DC变换器包括输出电感器，其耦合于产生输出电压输出节点和电路的中间相位节点之间，其中，所述第二电流发生器通过相位节点检测输出电压。
4.如权利要求2所述的启动电路，其进一步包括第一电阻器，具有与所述参考电阻器大致相同的电阻值，且还具有耦合于所述偏置节点第一端及第二端；第二电阻器，具有与所述参考电阻器大致相同的电阻值，且还具有耦合于所述偏置节点第一端及第二端；第三电流镜电路，其耦合于所述第一电流发生器，其将所述第一电流施加至所述第一电阻器的第二端，且从所述第二电阻器的所述第二端汲取所述第一电流，其特征在于，所述第一电阻器的所述第二端产生所述最大峰值电压，而所述第二电阻器的所述第二端所述最小峰值电压。
5.如权利要求4所述的启动电路，其特征在于，所述第二电流发生器构成了假如输出电压大约等于输入电压，则所述第二电流发生器所产生的所述第二电流是所述第一电流的电流电平的两倍。
6.如权利要求4所述的启动电路，其进一步包括第一分压器，用于分压所述输入电压，且提供输入检测电压；第二分压器，用于分压所述输出电压，且提供输出检测电压；所述第一电流发生器包括第一跨导放大器，其具有接收所述输入检测电压的输入端及所述第三电阻器两端产生所述第一电流的输出端，以维持其电压大约接近于所述输入检测电压相同的电压电平；所述第二电流发生器包括第二跨导放大器，其具有接收所述输出检测电压的输入端及在所述第四电阻器两端产生所述第二电流的输出端，以维持其电压大约接近于所述输出检测电压相同的电压电平，其特征在于，所述第三电阻器具有所述第四电阻器的电阻值大约两倍的电阻值。
7.如权利要求1所述的启动电路，其特征在于，所述第二电路包括第一电阻器，具有用于接收所述输入电压的第一端及第二端；第二电阻器，具有用于接收所述输出电压的第一端，产生所述参考电压的第二端以及大致等于所述第一电阻器的电阻值；第一放大器，具有接收所述最大峰值电压的反相输入端，连接至所述第一电阻器的第二端的同相输入端以及输出端；缓冲放大器，其维持其输出为所述最小峰值电压；第一电流器件，其具有耦合于所述第一电阻器的第二端及所述缓冲放大器的输出端之间的电流路径，且还具有耦合于所述第一放大器的所述输出端的控制输入端；及第二电流装置，其构成基本类似于所述第一电流器件，且还具有耦合于所述第二电阻器的第二端和所述缓冲放大器的所述输出端之间电流路径，且还具有耦合于所述第一放大器输出端的控制输入端；其中，所述第一放大器控制所述第一电流器件，以维持所述第一电阻器的第二端的电压大约等于所述最大峰值电压。
8.一种DC-DC变换器，其包括输出开关电路，具有用于接收使能信号使能输入端，当其使能时，可将输入电压切换地施加至输出电感器，以根据PWM信号产生输出电压；误差放大器，基于输出电压反馈信号与参考电压的比较产生补偿电压；PWM逻辑电路，其根据所述补偿电压及范围从最小斜坡电压至最大斜坡电压的斜坡信号来产生PWM信号；及启动电路，其包括参考电路，用于产生所述参考电压且可以相对于所述输出电压的线性方式改变，其变化范围是当所述输出电压为零时对应于最小斜坡电压及与所述输出电压为与输入电压的相同电压时对应于最大斜坡电压；及比较器，用于比较所述补偿电压和所述参考电压，提供所述使信号。
9.如权利要求8所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述参考电路包括提供偏置节点的偏置电路；参考电阻器，具有耦合于所述偏置节点的第一端及耦合于产生所述参考电压的参考节点第二端；第一跨导放大器电路，其根据所述输入电压提供第一电流；第二跨导放大器电路，其根据所述输出电压提供第二电流；第一电流镜电路，其维持所述第一电流流过耦合于所述偏置电路的第一和第二电阻器，以产生所述最小和最大斜坡电压；第二电流镜电路，其维持所述第一电流以一个方向流过所述参考电阻器；及第三电流镜电路，其维持所述第二电流以相反方向流过所述参考电阻器。
10.如权利要求9所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述输出电压在启动时通所述输出电感器检测。
11.如权利要求9所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述第二跨导放大器电路构成了当所述输出电压大约等于所述输入电压时，其所产生的第二电流为所述第一电流的电流电平的两倍。
12.如权利要求11所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述第一跨导放大器电路包括，用于维持表示第三电阻器两端输入电压的电压的第一跨导放大器，以及，所述第二跨导放大器电路包括维持一个表示第四电阻器两端输出电压的电压的第二跨导放大器，和，所述第三电阻器具有所述第四电阻器的电阻值的两倍电阻值。
13.如权利要求9所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述启动电路实施于接收电源电压的集成电路上，且，所述偏置电路分压所述电源电压，以提供所述偏置节点。
14.如权利要求8所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述参考电路包括第一电阻器，具有用于接收所述输入电压的第一端及第二端；第二电阻器，具有用于接收所述输出电压的第一端，产生所述参考电压的第二端以及大约等于所述第一电阻器的电阻值；第一放大器，具有接收所述最大峰值电压的反相输入端，耦合于所述第一电阻器的第二端的同相输入端以及一个输出端；缓冲放大器，维持其输出为所述最小峰值电压；第一晶体管，具有耦合于所述第一电阻器的第二端和所述缓冲放大器的输出端之间的电流路径，且还具有耦合于所述第一放大器的输出端的控制输入端；及第二晶体管，其等效于所述第一晶体管，且具有耦合于所述第二电阻器的第二端和所述缓冲放大器的输出端之间的电流路径，且还具有耦合于所述第一放大器的输出端的控制输入端；其中，所述第一放大器控制所述第一晶体管，以维持所述第一电阻器的所述第二端的电压大约等于所述最大斜坡电压。
15.如权利要求14所述的DC-DC变换器，其特征在于，所述第二电阻器耦合于连接着所述输出电感器的相位节点处检测输出电压。
16.一种启动DC-DC变换器进入预充电输出电压的方法，其包含产生与所述输出电压成线性关系的参考电压，其中，当所述输出电压的范围为零和输入电压电平之间时，所述参考电压的范围为PWM三角波形的最小电压电平和最大电压电平之间；及当所述参考电压大约等于由误差放大器通过比较所述参考电压和表示所述输出电压的反馈信号所产生的补偿信号时，使能所述DC-DC变换器输出开关。
17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述产生参考电压包含根据输入电压将施加第一电流流过在第一节点耦合在一起的第一及第二电阻器，以产生所述PWM三角波形的最小电压电平及最大电压电平；以一个方向施加所述第一电流流过第三电阻器，所述第三电阻器具有耦合于所述第一节点的第一端和产生所述参考电压的第二端；及根据输出电压以相反方向施加第二电流流过所述第三电阻器。
18.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述产生参考电压包含第一电阻器耦合在所述输入电压和第一节点之间；第二且等值的电阻器耦合在所述输出电压和第二节点之间；第一晶体管的电流路径耦合于所述第一节点和第三节点之间；第二晶体管的电流路径耦合于所述第二节点和第三节点之间；所述第三节点的电压维持在所述PWM三角波形的最小电压电平；控制信号施加至所述第一晶体管，以维持所述第一节点的电压于所述PWM三角波形的最大电压电平，其中，所述第一晶体管的电流路径产生第一电阻；及控制信号施加至所述第二晶体管，使得其电流路径维持所述第二节点和第三节点之间，且其电阻等于所述第一电阻。
全文摘要
一种启动直流至直流(DC－DC)变换器进入预充电输出电压的方法，其包含产生与输出电压成线性关系的参考电压，使得当所述输出电压的范围介于零和输入电压电平之间时，所述参考电压的范围介于PWM三角波形的最小电压电平和最大电压电平之间；及当参考电压大约等于由误差放大器比较参考电压和表示输出电压的反馈信号所产生的补偿信号时，使能DC－DC变换器的输出开关。产生参考电压方法包含根据输入电压以一个方向施加第一电流流过两个电阻器，以产生最小电压电平及最大电压电平；施加第一电流流过第三电阻器；及根据输出电压以相反方向施加第二电流流过第三电阻器。
文档编号G05F1/40GK1665114SQ20051005395
公开日2005年9月7日 申请日期2005年3月7日 优先权日2004年3月5日
发明者G·J·梅哈斯, J·W·雷斯, B·D·戴 申请人:英特赛尔美国股份有限公司