一种低压差稳压器的制作方法

本实用新型涉及低压差稳压器，特别是一种高速稳定的低压差稳压器。

背景技术：

请参阅图1，其为现有技术的低压差稳压器的架构图。现有技术中的低压差稳压器即LDO最基本的LDO架构如图1所示。对于不确定的输入(电源电压VDD)，输出电压VO总能保持与参考电压VREF相等。这是因为VO和VREF接在了一个误差放大器的两输入端。误差放大器(EA)和整个环路的高增益，使得EA输入虚短，即VO＝VREF。

当负载电流IL跳变时，为了稳定VO，需要一个较大的输出电容CO，在LDO环路来不及反应的时候提供IL所需的电流变化。

另一方面，功率器件MP为了提供所需的较大电流，通常需要很大尺寸，EA很难直接驱动，因此EA和MP的中间要加入一级驱动器(BUF)。而EA的输出，及BUF的输出，均为高阻，且均有寄生电容，使得LDO环路至少存在三个极点(p0-2)。为了使这样的环路稳定，传统的LDO采用了很大的CO，使得输出极点p0频率很低。但这样使得LDO的增益带宽积(GBW)很小，LDO的速度很慢。同时，较大的CO难以片上集成，只能采用片外器件，降低了集成度，特别不能适应当前片上系统(SoC)的发展要求。

请参阅图2，其为现有的翻转电压跟随器的结构示意图。为了提升LDO速度，提高集成度，有一种翻转电压跟随器(Flip Voltage Follower，FVF)的结构如图2所示。该结构在MP的下面加了一个M1管，形成了一个共栅放大器。共栅放大器的输出接至MP的栅极形成反馈。该结构的反馈路径较短(仅经过一级共栅放大即反馈至MP的栅极)，且成功的将系统变为了更稳定的两极点系统(两极点分别为p0和pg)。对于较先进的工艺，MP的栅极寄生电容Cg比较小，因此pg远离p0，系统稳定；但对于不太先进的工艺，pg不能远离p0，导致系统的相位裕度可能较小，仍输出不稳定，如图3所示，其为FVF的幅频响应图。最恶劣的情况是LDO最大负载电流的情况，此时LDO输出极点负载阻抗最小，因此p0与pg最接近。采用65nm进行仿真，相位裕度为10°。

请参阅图4，其为超级源跟随器的示意图。为了使pg远离p0，可以在MP和共栅放大器输出之间加入一个超级源跟随器(Super Source Follower，SSF)：M3和偏置电流源I3构成了一个普通的源跟随器，加上M4和偏置电流源I4构成了SSF。该SSF能将MP的栅极的阻抗降低至1/(gm3·gm4·rx)(其中gm3-4分别为M3-4的跨导，rx为X点的阻抗)，从而可能使得pg远离p0。因此，期望SSF方案的幅频响应如图5，其为SSF的幅频响应示意图。但是，该方案同时引入了两个高频极点，分别在p1,2。其中，p2和pg是一对复数极点对|p2,g|。

其中根号内在大部分工艺下<0，因此是复数根。

其中CX为X点的寄生电容，r3为M3的电阻。

然而，对于较先进的工艺(如65nm)，这对复数极点极有可能在GBW附近，造成相位的急剧下降，系统不稳定。p1也一般会处在GBW附近，进一步降低了相位裕度，如图6，其为SSF实际的幅频响应示意图。从图6中可知，其仿真结果仅有-100°的相位裕度。

技术实现要素：

本实用新型的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提供了一种高速稳定的低压差稳压器。

本实用新型通过以下的方案实现：一种高速稳定的低压差稳压器，包括误差放大器、第一场效应管、第二场效应管、功率器件、第一电流源、第二电流源、负载电流源、第一电容、第二电容、第三电容和超级源跟随器；

所述误差放大器的正极输入端接收参考电压，负极输入端与输出端连接；

所述第二场效应管的漏极与误差放大器的输出端连接，源极通过第二电流源接地，栅极通过第二电流源接地；

所述功率器件的漏极接入电源电压，功率器件的源极与所述第一场效应管的漏极连接，同时分别通过第一电容接地、通过负载电流源接地、通过第三电容、第一电流源接地；

所述第一场效应管的栅极与第二场效应管的栅极连接，第一场效应管的漏极与功率器件的源极连接，第一场效应管的源极通过第一电流源接地，同时与超级源跟随器输入端连接；

所述超级源跟随器输出端与功率器件的栅极连接，同时通过第二电容接地。

相比于现有技术，本实用新型在M1的两端加入电容Cm，使得p1＝1/(rY·Cm)，成为主极点(即频率最低的极点)，其中rY为Y点的电阻；同时自带一个左半平面的零点z1≈gm1/Cm，其中gm1为M1的跨导。合理选取gm1，可以使得z1在p1后不远处抵消了p1；这使得LDO仍具有较高的低频增益，以及较大的GBW。

进一步，所述超级源跟随器包括：第三电流源、第四电流源、第三场效应管、第四场效应管和阻尼系数控制模块；

所述第三电流源的一端与电源电压连接，另一端分别与第三场效应管的漏极和第四场效应管的漏极连接；

所述第三场效应管的栅极与第一场效应管的源极连接，第三场效应管的源极通过第四电流源接地；

所述第四场效应管栅极与第三场效应管的源极连接，并与阻尼系数控制模块连接，所述第四场效应管源极接地。

进一步，所述阻尼系数控制模块包括跨导放大器和第四电容；所述跨导放大器的输入端与第三场效应管的源极连接，所述跨导放大器的输出端通过第四电容与第四场效应管的栅极连接。

进一步，所述阻尼系数控制模块包括第五场效应管、第四电容和第五电流源；所述第五场效应管的漏极与电源电压连接，第五场效应管的栅极与第四场效应管的栅极连接，第五场效应管的源极通过第五电流源接地；所述第四电容的两端分别与第五场效应管的栅极和源极连接。

综上，本实用新型相比于现有技术，具备以下的效果：

1、本实用新型在M1的两端加入电容Cm，使得p1＝1/(rY·Cm)，成为主极点(即频率最低的极点)，其中rY为Y点的电阻；同时自带一个左半平面的零点z1≈gm1/Cm，其中gm1为M1的跨导。合理选取gm1，可以使得z1在p1后不远处抵消了p1；这使得LDO仍具有较高的低频增益，以及较大的GBW。

2、本实用新型通过在SSF中增加DFC模块，将SSF中原本的复数极点对|p2,g|，有效的分开成为两个实数极点p2和pg。

与现有技术(公式1)相比，本实用新型的公式2的Cg项中有(gmD·r3)²的系数，在绝大部分情况下中都能使根号中的表达式>0，故p2和pg为实数极点。一般而言，pg的频率更低，p2的频率更高。只要控制p2不要频率过低，即可获得足够的相位裕度。

3、本实用新型能容纳较宽的LDO负载电流范围。对于小负载电流，p0可能接近z1甚至p1，但由于z1总能抵消其中一个极点，在低频处的相移最多达到90°；而由于p0和p2分得更开，整体的相位裕度将接近90°。

为了更好地理解和实施，下面结合附图详细说明本实用新型。

附图说明

图1是现有技术的低压差稳压器的架构图。

图2是现有的翻转电压跟随器的结构示意图。

图3是FVF的幅频响应图。

图4是超级源跟随器的示意图。

图5是SSF的幅频响应示意图。

图6是SSF实际的幅频响应示意图。

图7是本实用新型实施例1的低压差稳压器的架构图。

图8是本实用新型增加了电容Cm后的LDO幅频响应示意图。

图9是本实用新型加入DFC后的大负载电流的幅频响应示意图。

图10是本实用新型的小负载电流的幅频响应示意图。

图11是本实用新型的实施例2的低压差稳压器的架构图。

具体实施方式

以下结合实施例及附图对本实用新型作进一步详细的描述，但本实用新型的实施方式不限于此。

本实用新型为了解决现有技术中的缺陷，提供了一种能够达到高速稳压的低压差稳压器。具体的技术方案通过以下的实施例进行介绍：

实施例1

请参阅图7，其为本实用新型实施例1的低压差稳压器的架构图。本实用新型提供了一种高速稳定的低压差稳压器，包括误差放大器EA、第一场效应管M1、第二场效应管M2、功率器件MP、第一电流源I1、第二电流源I2、负载电流源IL、第一电容CO、第二电容Cg、第三电容Cm和超级源跟随器SSF。

所述误差放大器EA的正极输入端接收参考电压VDD，负极输入端与输出端连接。

所述第二场效应管M2的漏极与误差放大器EA的输出端连接，源极通过第二电流源I2接地，栅极通过第二电流源I2接地。

所述功率器件MP的漏极接入电源电压VDD，功率器件MP的源极与所述第一场效应管M1的漏极连接，同时分别通过第一电容CO接地、通过负载电流源IL接地、通过第三电容Cm和第一电流源I1接地。

所述第一场效应管M1的栅极与第二场效应管M2的栅极连接，第一场效应管M1的漏极与功率器件MP的源极连接，第一场效应管M1的源极通过第一电流源I1接地，同时与超级源跟随器SSF输入端连接。

所述超级源跟随器SSF输出端与功率器件MP的栅极连接，同时通过第二电容Cg接地。

本实用新型在M1的两端加入电容Cm，使得p1＝1/(rY·Cm)，成为主极点(即频率最低的极点)，其中rY为Y点的电阻；同时自带一个左半平面的零点z1≈gm1/Cm，其中gm1为M1的跨导。合理选取gm1，可以使得z1在p1后不远处抵消了p1；这使得LDO仍具有较高的低频增益，以及较大的GBW。

请参阅图8，其为本实用新型增加了电容Cm后的LDO幅频响应示意图。从图8中可知，与图6相比，在复数极点对之前抵消了一个极点，而导致相位裕度有一定提升。但由于复数极点对仍然靠近GBW，相位裕度依然有较大幅度的下降(仿真显示此时相位裕度为-20°)。

因此作为本实用新型的进一步改进，在加入Cm的基础上，在超级源跟随器SSF中加入阻尼系数控制(Damping Factor Control，DFC)。具体的结构如下：

所述超级源跟随器SSF包括：第三电流源I3、第四电流源I4、第三场效应管M3、第四场效应管M4和阻尼系数控制模块DFC。

所述第三电流源13的一端与电源电压VDD连接，另一端分别与第三场效应管M3的漏极和第四场效应管M4的漏极连接。

所述第三场效应管M3的栅极与第一场效应管M1的源极连接，第三场效应管M3的源极通过第四电流源I4接地。

所述第四场效应管M4栅极与第三场效应管M3的源极连接，并与阻尼系数控制模块DFC连接，所述第四场效应管M4源极接地。

具体的，在本实施例1中，所述阻尼系数控制模块包括跨导放大器gmD和第四电容CD；所述跨导放大器gmD的输入端与第三场效应管M3的源极连接，所述跨导放大器gmD的输出端通过第四电容CD与第四场效应管M4的栅极连接。

请参阅图9，其为本实用新型加入DFC后的大负载电流的幅频响应示意图。本实用新型将SSF中原本的复数极点对|p2,g|，有效的分开成为两个实数极点p2和pg。

与现有技术(公式1)相比，本实用新型的公式2的Cg项中有(gmD·r3)²的系数，在绝大部分情况下中都能使根号中的表达式>0，故p2和pg为实数极点。一般而言，pg的频率更低，p2的频率更高。只要控制p2不要频率过低，即可获得足够的相位裕度(仿真显示相位裕度为70°)。

进一步，本实用新型能容纳较宽的LDO负载电流范围。请参阅图10，其为本实用新型的小负载电流的幅频响应示意图。小负载电流时，p0可能接近z1甚至p1，但由于z1总能抵消其中一个极点，在低频处的相移最多达到90°；而由于p0和p2分得更开，整体的相位裕度将接近90°(仿真显示相位裕度为80°)。

实施例2

相比于实施例1，本实施例2的阻尼系数控制模块的主要构成方式不同。具体为，请参阅图11，其为本实施例2的低压差稳压器的架构图。所述阻尼系数控制模块DFC包括第五场效应管M5、第四电容CD和第五电流源I5。所述第五场效应管M5的漏极与电源电压VDD连接，第五场效应管M5的栅极与第四场效应管M4的栅极连接，第五场效应管M5的源极通过第五电流源I5接地；所述第四电容CD的两端分别与第五场效应管M5的栅极和源极连接。

本实施例2中，DFC模块由M5、I5和CD构成。其中，M5和I5构成了gmD，其中I5可以采用电阻，M5可以采用PMOS。

综上，本实用新型相比于现有技术，具备以下的效果：

1、本实用新型在M1的两端加入电容Cm，使得p1＝1/(rY·Cm)，成为主极点(即频率最低的极点)，其中rY为Y点的电阻；同时自带一个左半平面的零点z1≈gm1/Cm，其中gm1为M1的跨导。合理选取gm1，可以使得z1在p1后不远处抵消了p1；这使得LDO仍具有较高的低频增益，以及较大的GBW。

2、本实用新型通过在SSF中增加DFC模块，将SSF中原本的复数极点对|p2,g|，有效的分开成为两个实数极点p2和pg。

与现有技术(公式1)相比，本实用新型的公式2的Cg项中有(gmD·r3)²的系数，在绝大部分情况下中都能使根号中的表达式>0，故p2和pg为实数极点。一般而言，pg的频率更低，p2的频率更高。只要控制p2不要频率过低，即可获得足够的相位裕度。

3、本实用新型能容纳较宽的LDO负载电流范围。对于小负载电流，p0可能接近z1甚至p1，但由于z1总能抵消其中一个极点，在低频处的相移最多达到90°；而由于p0和p2分得更开，整体的相位裕度将接近90°。

上述实施例为本实用新型较佳的实施方式，但本实用新型的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本实用新型的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本实用新型的保护范围之内。