一种NPCCS未知网络时延的补偿与控制方法与流程

一种npccs(networkedparallelcascadecontrolsystems，npccs)未知网络时延的补偿与控制方法，涉及过程控制，网络通信和计算机控制等技术的交叉领域，尤其涉及带宽资源有限的单输入双输出网络化控制系统技术领域。

背景技术

串级控制系统(cascadecontrolsystems，ccs)，是一种在过程控制工程中被广泛使用的先进控制系统。ccs能够实现快速抑制进入副回路的扰动，改善闭环控制系统的动态性能和抗干扰能力。ccs通常包含两个闭环控制回路，即一个主闭环控制回路(primaryclosedcontrolloop，pccl)和一个副闭环控制回路(secondaryclosedcontrolloop，sccl)。

ccs有两种类型的控制系统结构：一种是串联式串级控制系统(seriescascadecontrolsystems，sccs)结构；另一种是并联式串级控制系统(parallelcascadecontrolsystems，pccs)结构。

sccs结构：是指系统的操纵变量首先影响系统的副被控变量，然后副被控变量再直接影响系统的主被控变量，系统的主闭环控制回路和副闭环控制回路的被控对象之间是“串联式”的，串联式串级控制系统(sccs)的典型结构如图1所示。

pccs结构：是指系统的操纵变量同时直接影响系统的主和副两个被控变量，系统的主闭环控制回路和副闭环控制回路的被控对象之间是“并联式”的。系统的主控制器使主被控变量跟踪系统的给定信号，保持系统良好的动态跟踪性能，而系统的副控制器用于克服进入系统的外界干扰信号对系统的影响。从抗干扰的角度分析出发，在pccs中副控制器间接充当了一个前馈控制器的作用，其抗干扰的原理类似于前馈控制，所不同的是前馈控制系统中对干扰的要求是必须可测量的，而pccs既适用于可测量的干扰，同时也适用于不可测量的干扰。pccs充分利用了副闭环控制回路的输出信号，提高了系统的控制品质。

pccs的构筑思想和sccs有很大的差别，对于提高系统的控制品质有很大的帮助，并联式串级控制系统(pccs)的典型结构如图2所示。

随着网络通信、计算机技术的发展，以及生产过程控制日益大型化、广域化、复杂化以及网络化的发展，越来越多的网络技术应用于控制系统中。将实时通信网络，插入到并联式串级控制系统(pccs)的主传感器与主控制器节点、副传感器与副控制器节点、主控制器与副控制器节点、以及副控制器与执行器节点之间，构成了一个实时闭环的网络化并联式串级控制系统(networkedparallelcascadecontrolsystems，npccs)，网络化并联式串级控制系统(npccs)的典型结构如图3所示。

npccs可实现远程控制，节点资源共享，增加了系统的柔性和可靠性。但是当传感器、控制器和执行器节点之间，通过网络交换数据时，可能存在网络数据多包传输、多路径传输、数据碰撞，网络拥塞甚至连接中断等现象，使得npccs面临诸多新的挑战。尤其是网络时延的存在，可直接降低npccs的控制性能质量，甚至使系统失去稳定性，严重时可能导致系统出现故障，危及生产运行安全。

对于npccs，网络时延补偿与控制的难点主要在于：

(1)由于网络时延与网络拓扑结构、通信协议、网络负载、网络带宽和数据包大小等因素有关，对大于数个乃至数十个采样周期的网络时延，要建立npccs各个闭环控制回路中网络时延准确的预测、估计或辨识的数学模型，目前是有困难的。

(2)发生在npccs中，由前一个网络节点向后一个网络节点传输网络数据过程中的网络时延，在前一个节点中无论采用何种预测或估计方法，都不可能事先提前知道其后产生的网络时延的准确值。时延导致系统性能下降甚至造成系统不稳定，同时也给控制系统的分析与设计带来了困难。

(3)要满足npccs中，不同分布地点的所有网络节点时钟信号完全同步是不现实的。

技术实现要素：

本发明涉及一种npccs未知网络时延的补偿与控制，其系统的典型结构如图3所示。

在图3中：

(1)从给定输入信号r(s)到主被控对象p1(s)的输出信号y1(s)之间的闭环传递函数为：

式中：c1(s)和c2(s)分别是主和副控制器；p1(s)和p2(s)分别是主和副被控对象；τ1和τ3分别是网络数据在主和副闭环控制回路的前向网络通路中传输时所经历的未知网络时延；τ2和τ4分别是网络数据在主和副闭环控制回路的反馈网络通路中传输时所经历的未知网络时延。

(2)从给定输入信号r(s)到副被控对象p2(s)的输出信号y2(s)之间的闭环传递函数为：

(3)从副闭环控制回路的干扰信号d2(s)到主被控对象p1(s)的输出信号y1(s)之间的闭环传递函数为：

(4)从副闭环控制回路的干扰信号d2(s)到副被控对象p2(s)的输出信号y2(s)之间的闭环传递函数为：

(5)从主闭环控制回路的干扰信号d1(s)到主被控对象p1(s)的输出信号y1(s)之间的闭环传递函数为：

(6)从主闭环控制回路的干扰信号d1(s)到副被控对象p2(s)的输出信号y2(s)之间的闭环传递函数为：

上述闭环传递函数等式(1)至(6)的分母中，包含了未知网络时延τ1和τ2的指数项和以及τ3和τ4的指数项和即npccs的闭环特征方程：

中包含了所有网络时延的指数项，时延的存在将恶化控制系统的性能质量，甚至导致系统失去稳定性。

发明目的：

针对图3的npccs的闭环特征方程式(7)中，包含了所有网络时延的指数项，时延的存在将恶化控制系统的控制性能质量的问题，基于闭环控制系统稳定性分析理论，如何实现在系统满足一定条件下，使其闭环特征方程不再包含其网络时延的指数项，进而可提高系统的控制性能质量，增强系统的稳定性，成为本发明需要解决的关键问题所在。

同时，针对一自由度imc(internalmodelcontrol，imc)的npccs，由于其闭环控制回路中只有一个前馈滤波器参数可调节，需要在系统的跟踪性能与鲁棒性能之间进行折衷；对于高性能要求的npccs，或存在较大扰动和模型失配的npccs，一自由度imc难以兼顾各方面的性能而获得满意的控制效果。为此，本发明提出一种npccs未知网络时延的二自由度imc与spc(smithpredictorcontrol，spc)相结合的控制方法。

针对图3的主闭环控制回路，提出一种基于控制器端的二自由度imc时延补偿与控制方法；针对图3的副闭环控制回路，提出一种基于控制器端的spc时延补偿与控制方法；降低网络时延τ1和τ2，以及τ3和τ4对系统控制性能质量与系统稳定性的影响；当预估模型等于其真实模型时，可实现系统的闭环特征方程式(7)中不再包含网络时延的指数项，实现对npccs未知网络时延的分段、实时、在线和动态的预估补偿与控制。

采用方法：

第一步：为了实现满足预估补偿条件时，副闭环控制回路的闭环特征方程中不再包含网络时延τ3和τ4的指数项，以图3中副控制器c2(s)的输出信号u2(s)作为输入信号，副被控对象预估模型p2m(s)作为被控过程，控制与过程数据通过网络传输时延预估模型和围绕副控制器c2(s)构造一个闭环正反馈预估控制回路和一个闭环负反馈预估控制回路，如图4所示；

第二步：针对实际npccs中难以获取网络时延准确值的问题，在图4中要实现对网络时延的补偿与spc，除了要满足被控对象预估模型等于其真实模型的条件外，还必须满足未知网络时延预估模型要等于其真实模型的条件。为此，采用真实的网络数据传输过程和代替其间网络时延预估补偿模型和从而免除对副闭环控制回路中，节点之间未知网络时延τ3和τ4的测量、估计或辨识；当副被控对象预估模型等于其真实模型时，可实现对其未知网络时延τ3和τ4的补偿与控制；实施本步骤方法的网络时延补偿与spc结构如图5所示；

第三步：针对图5构建一个内模控制器c1imc(s)取代主控制器c1(s)；为了实现满足预估补偿条件时，npccs的闭环特征方程中不再包含所有网络时延的指数项，以实现对网络时延的补偿与控制，采用以控制信号u1(s)作为输入信号，主和副被控对象预估模型p1m(s)和p2m(s)以及副控制器c2(s)作为被控过程，控制与过程数据通过网络传输时延预估模型及和以及反馈滤波器f1(s)单元，围绕内模控制器c1imc(s)构造一个闭环正反馈预估控制回路，如图6所示；

第四步：针对实际npccs中难以获取网络时延准确值的问题，在图6中要实现对网络时延的补偿与控制，除了要满足被控对象预估模型等于其真实模型的条件外，还必须满足未知网络时延预估模型要等于其真实模型的条件。为此，采用真实的网络数据传输过程和以及代替其间网络时延预估补偿模型和以及从而免除对npccs中，所有节点之间未知网络时延的测量、估计或辨识；当主和副被控对象预估模型等于其真实模型时，可实现对其所有未知网络时延的预估补偿与二自由度imc与spc；实施本发明方法的控制系统结构如图7所示。

图7中：

(1)从给定输入信号r(s)到主被控对象p1(s)的输出信号y1(s)之间的闭环传递函数为：

式中：c1imc(s)是主闭环控制回路的内模控制器；f1(s)是主闭环控制回路的反馈滤波器；δp1(s)和δp2(s)分别是主和副被控对象真实模型p1(s)和p2(s)与其预估模型p1m(s)和p2m(s)之差，即：δp1(s)＝p1(s)-p1m(s)，δp2(s)＝p2(s)-p2m(s)。

(2)从给定输入信号r(s)到副被控对象p2(s)的输出信号y2(s)之间的闭环传递函数为：

(3)从副闭环控制回路的干扰信号d2(s)到主被控对象p1(s)的输出信号y1(s)之间的闭环传递函数为：

(4)从副闭环控制回路的干扰信号d2(s)到副被控对象p2(s)的输出信号y2(s)之间的闭环传递函数为：

(5)从主闭环控制回路的干扰信号d1(s)到主被控对象p1(s)的输出信号y1(s)之间的闭环传递函数为：

(6)从主闭环控制回路的干扰信号d1(s)到副被控对象p2(s)的输出信号y2(s)之间的闭环传递函数为：

采用本发明方法，当主和副被控对象预估模型等于其真实模型，即当p1m(s)＝p1(s)以及p2m(s)＝p2(s)时，亦即δp1(s)＝0和δp2(s)＝0时，基于网络时延补偿与控制的npccs的闭环传递函数等式(8)至(13)的分母中，将不再包含网络时延τ1和τ2的指数项和以及τ3和τ4的指数项和

系统的闭环特征方程将由：

变成：

1+c2(s)p2(s)＝0(15)

此时，系统的闭环特征方程式(15)中，不再包含所有网络时延的指数项，从而可降低网络时延对系统稳定性的影响，改善系统的动态控制性能质量，实现对未知网络时延的动态补偿与二自由度imc和spc；当系统存在较大扰动和模型失配时，主闭环控制回路的反馈滤波器f1(s)的存在可以提高系统的跟踪性能和抗干扰能力，进一步改善系统的动态性能质量。

针对图7中，npccs主闭环控制回路的内模控制器c1imc(s)与反馈滤波器f1(s)的设计与选择：

为了便于设计，定义图7中主闭环控制回路的广义被控对象的真实模型为：g11(s)＝p1c2/(1+c2p2)，其广义被控对象的预估模型为：g11m(s)＝p1mc2/(1+c2p2m)。

设计内模控制器一般采用零极点相消法，即两步设计法：

第一步是设计一个取之于广义被控对象预估模型g11m(s)的最小相位可逆部分的逆模型作为前馈控制器c11(s)；

第二步是在前馈控制器中添加一定阶次的前馈滤波器f11(s)，构成一个完整的内模控制器c1imc(s)。

(1)前馈控制器c11(s)

先忽略广义被控对象与广义被控对象预估模型不完全匹配时的误差、系统的干扰及其它各种约束条件等因素，选择主闭环控制回路中，广义被控对象预估模型等于其真实模型，即：g11m(s)＝g11(s)。

此时，广义被控对象的预估模型，可以根据广义被控对象的零极点的分布状况划分为：g11m(s)＝g11m+(s)g11m-(s)，其中：g11m+(s)为广义被控对象预估模型g11m(s)中包含纯滞后环节和s右半平面零极点的不可逆部分；g11m-(s)为广义被控对象预估模型中的最小相位可逆部分。

通常情况下，可选取广义被控对象预估模型中的最小相位可逆部分的逆模型作为主闭环控制回路的前馈控制器c11(s)的取值，即选择：

(2)前馈滤波器f11(s)

由于广义被控对象中的纯滞后环节和位于s右半平面的零极点会影响前馈控制器的物理实现性，因而在前馈控制器的设计过程中，只取了广义被控对象最小相位的可逆部分g11m-(s)，忽略了g11m+(s)；由于广义被控对象与广义被控对象预估模型之间可能不完全匹配而存在误差，系统中还可能存在干扰信号，这些因素都有可能使系统失去稳定。为此，在前馈控制器中添加一定阶次的前馈滤波器，用于降低以上因素对系统稳定性的影响，提高系统的鲁棒性。

通常把主闭环控制回路的前馈滤波器f11(s)，选取为比较简单的n1阶滤波器其中：λ1为前馈滤波器时间常数；n1为前馈滤波器的阶次，且n1＝n1a-n1b；n1a为广义被控对象g11(s)分母的阶次；n1b为广义被控对象g11(s)分子的阶次，通常n1＞0。

(3)内模控制器c1imc(s)

主闭环控制回路的内模控制器c1imc(s)可选取为:

从等式(16)中可以看出：内模控制器c1imc(s)中只有一个可调节参数λ1；由于λ1参数的变化与系统的跟踪性能和抗干扰能力都有着直接的关系，因此在整定滤波器的可调节参数λ1时，一般需要在系统的跟踪性与抗干扰能力两者之间进行折衷。

(4)反馈滤波器f1(s)的设计与选择：

主闭环控制回路的反馈滤波器f1(s)，可选取比较简单的一阶滤波器f1(s)＝(λ1s+1)/(λ1fs+1)，其中：λ1为主闭环控制回路的前馈滤波器f11(s)中的时间常数；λ1f为反馈滤波器调节参数。

通常情况下，在反馈滤波器调节参数λ1f固定不变的情况下，系统的跟踪性能会随着前馈滤波器调节参数λ1的减小而变好；在前馈滤波器调节参数λ1固定不变的情况下，系统的跟踪性几乎不变，而抗干扰能力则会随着λ1f的减小而变强。

因此，基于二自由度imc的npccs，可以通过合理选择前馈滤波器f11(s)与反馈滤波器f1(s)的参数，以提高系统的跟踪性和抗干扰能力，降低网络时延对系统稳定性的影响，改善系统的动态性能质量。

针对图7中，npccs副闭环控制回路的控制器c2(s)的选择：

控制器c2(s)可根据被控对象p2(s)的数学模型，以及模型参数的变化，选择其控制策略；既可以选择智能控制策略，也可以选择常规控制策略。

本发明适用范围：

适用于主和副被控对象预估模型等于其真实模型，或者主和副被控对象预估模型与其真实模型之间可能存在一定的偏差，以及主和副闭环控制回路中还可能存在着较强的干扰作用下的一种npccs未知网络时延的补偿与控制。

本发明的特征在于该方法包括以下步骤：

(1).当主传感器s1节点被周期为h1的采样信号触发时，将采用方式a进行工作；

(2).当主控制器c1节点被反馈信号y1b(s)触发时，将采用方式b进行工作；

(3).当副传感器s2节点被周期为h2的采样信号触发时，将采用方式c进行工作；

(4).当副控制器c2节点被反馈信号y2b(s)或者被主控制器c1节点的输出imc信号u1触发时，将采用方式d进行工作；

(5).当执行器a节点被副控制器c2节点的输出信号u2(s)触发时，将采用方式e进行工作；

方式a的步骤包括：

a1：主传感器s1节点工作于时间驱动方式，其触发信号为周期h1的采样信号；

a2：主传感器s1节点被触发后，对主被控对象p1(s)的输出信号y1(s)和主被控对象预估模型p1m(s)的输出信号y1mb(s)进行采样，并计算出主闭环控制回路的反馈信号y1b(s)，且y1b(s)＝y1(s)-y1mb(s)；

a3：将反馈信号y1b(s)，通过主闭环控制回路的反馈网络通路单元向主控制器c1节点传输，反馈信号y1b(s)将经历网络传输时延τ2后，才能到达主控制器c1节点；

方式b的步骤包括：

b1：主控制器c1节点工作于事件驱动方式，被反馈信号y1b(s)所触发；

b2：在主控制器c1节点中，将反馈信号y1b(s)作用于反馈滤波器f1(s)得到其输出值yf1(s)，即yf1(s)＝f1(s)y1b(s)；将系统给定信号r(s)减去yf1(s)得到偏差信号e1(s)，即e1(s)＝r(s)-yf1(s)；

b3：对e1(s)实施内模控制算法c1imc(s)，得到imc信号u1(s)；

b4：将imc信号u1(s)通过主闭环控制回路的前向网络通路单元向副控制器c2节点传输，imc信号u1(s)将经历网络传输时延τ1后，才能到达副控制器c2节点；

方式c的步骤包括：

c1：副传感器s2节点工作于时间驱动方式，其触发信号为周期h2的采样信号；

c2：副传感器s2节点被触发后，对副被控对象p2(s)的输出信号y2(s)和副被控对象预估模型p2m(s)的输出信号y2mb(s)进行采样，并计算出副闭环控制回路的反馈信号y2b(s)，且y2b(s)＝y2(s)-y2mb(s)；

c3：将反馈信号y2b(s)，通过副闭环控制回路的反馈网络通路单元向副控制器c2节点传输，反馈信号y2b(s)将经历网络传输时延τ4后，才能到达副控制器c2节点；

方式d的步骤包括：

d1：副控制器c2节点工作于事件驱动方式，被反馈信号y2b(s)或者被主控制器c1节点的输出imc信号u1所触发；

d2：在副控制器c2节点中，将来自主闭环控制回路的imc信号u1(s)减去反馈信号y2b(s)和副被控对象预估模型p2m(s)的输出信号y2ma(s)，得到偏差信号e2(s)，即e2(s)＝u1(s)-y2b(s)-y2ma(s)；

d3：对e2(s)实施控制算法c2(s)得到控制信号u2(s)；将u2(s)作用于副被控对象预估模型p2m(s)得到其输出值y2ma(s)；

d4：将控制信号u2(s)通过副闭环控制回路的前向网络通路单元向执行器a节点传输，控制信号u2(s)将经历网络传输时延τ3后，才能到达执行器a节点；

方式e的步骤包括：

e1：执行器a节点工作于事件驱动方式，被控制信号u2(s)所触发；

e2：在执行器a节点中，将控制信号u2(s)作用于副被控对象预估模型p2m(s)得到其输出值y2mb(s)；将控制信号u2(s)作用于主被控对象预估模型p1m(s)得到其输出值y1mb(s)；

e3：将控制信号u2(s)作用于副被控对象p2(s)得到其输出值y2(s)；将控制信号u2(s)作用于主被控对象p1(s)得到其输出值y1(s)；从而实现对主和副被控对象p1(s)和p2(s)的二自由度imc和spc，同时实现对未知网络时延τ1和τ2以及τ3和τ4的补偿与控制。

本发明具有如下特点：

(1)由于采用真实的网络数据传输过程和以及和代替其间网络时延预估补偿模型和以及和从结构上免除了对npccs中，未知网络时延的测量、观测、估计或辨识，同时还可免除节点时钟信号同步的要求，可避免时延估计模型不准确造成的估计误差，避免对时延辨识所需耗费节点存贮资源的浪费，同时还可避免由于时延造成的“空采样”或“多采样”带来的补偿误差。

(2)由于从npccs结构上，实现与具体的网络通信协议的选择无关，因而既适用于采用有线网络协议的npccs，亦适用于采用无线网络协议的npccs；既适用于确定性网络协议，亦适用于非确定性的网络协议；既适用于异构网络构成的npccs，同时亦适用于异质网络构成的npccs。

(3)在npccs中，采用二自由度imc的主闭环控制回路，其控制回路的可调参数为λ1和λ1f共2个，与仅采用1个可调参数λ1的一自由度imc的主闭环控制回路相比，本发明方法可进一步提高系统的稳定性、跟踪性能与抗干扰能力；尤其是当系统存在较大扰动和模型失配时，反馈滤波器f1(s)的存在可进一步改善系统的动态性能质量，降低网络时延对系统稳定性的影响。

(4)在npccs中，采用spc的副闭环控制回路，从npccs结构上实现与具体控制器c2(s)控制策略的选择无关。

(5)由于本发明采用的是“软件”改变npccs结构的补偿与控制方法，因而在其实现过程中无需再增加任何硬件设备，利用现有npccs智能节点自带的软件资源，足以实现其补偿与控制功能，可节省硬件投资便于推广和应用。

附图说明

图1：串联式串级控制系统(sccs)的典型结构

图1由主和副控制器c1和c2，串联式主和副被控对象p1和p2，主和副闭环控制回路所组成。

图1中：r表示系统输入信号；y1和y2分别表示主和副被控对象p1和p2的输出信号；e1和e2分别表示主和副闭环控制回路的偏差信号；u1和u2分别表示主和副控制器c1和c2的输出信号；d1表示插入主被控对象p1之前的干扰信号；d2表示插入副被控对象p2之前的干扰信号。

图2：并联式串级控制系统(pccs)的典型结构

图2由主和副控制器c1和c2，并联式主和副被控对象p1和p2，主和副闭环控制回路所组成。

图3：网络化并联式串级控制系统(npccs)的典型结构

图3由主和副闭环控制回路，主和副传感器s1和s2节点，主和副控制器c1和c2节点，执行器a节点，主和副被控对象p1和p2；以及主和副闭环控制回路的前向网络通路传输单元和主和副闭环控制回路的反馈网络通路传输单元和所组成。

图3中：τ1和τ3分别表示将主和副控制信号u1和u2从主控制器c1节点向副控制器c2节点以及由副控制器c2节点向执行器a节点传输所经历的前向网络通路传输时延；τ2和τ4分别表示将主和副传感器s1和s2节点的输出信号y1和y2向主和副控制器c1和c2节点传输所经历的反馈网络通路传输时延。

图4：针对npccs副闭环控制回路实施基于控制器端的spc结构

图4中：p2m是副被控对象p2的预估模型；和分别是副闭环控制回路的网络传输时延以及的预估模型；

图5：用真实网络传输时延代替图4中网络传输时延预估模型的spc结构

图6：针对主闭环控制回路实施基于控制器端的二自由度imc结构

图6中：c1imc(s)是主闭环控制回路的内模控制器；f1(s)是主闭环控制回路的反馈滤波器；p1m是主被控对象p1的预估模型；和以及分别是网络传输时延和以及的预估模型；

图7：一种npccs未知网络时延的补偿与控制方法

图7中：主闭环控制回路的反馈滤波器f1(s)的输出信号为yf1(s)；执行器a节点中的主和副被控对象预估模型p1m和p2m的输出信号分别为y1mb(s)和y2mb(s)；主和副传感器s1和s2节点的输出信号分别为y1b(s)和y2b(s)；副控制器c2节点中副被控对象预估模型p2m的输出信号为y2ma(s)。

具体实施方式

下面将通过参照附图7详细描述本发明的示例性实施例，使本领域的普通技术人员更清楚本发明的上述特征和优点。

具体实施步骤如下所述：

第一步：主传感器s1节点工作于时间驱动方式，其触发信号为周期h1的采样信号；当主传感器s1节点被触发后，将对主被控对象p1(s)的输出信号y1(s)和主被控对象预估模型p1m(s)的输出信号y1mb(s)进行采样，并计算出主闭环控制回路的反馈信号y1b(s)，且y1b(s)＝y1(s)-y1mb(s)；将反馈信号y1b(s)通过主闭环控制回路的反馈网络通路单元向主控制器c1节点传输，反馈信号y1b(s)将经历网络传输时延τ2后，才能到达主控制器c1节点；

第二步：主控制器c1节点工作于事件驱动方式，被反馈信号y1b(s)触发后，将反馈信号y1b(s)作用于反馈滤波器f1(s)得到其输出值yf1(s)，即yf1(s)＝f1(s)y1b(s)；将系统给定信号r(s)减去yf1(s)得到偏差信号e1(s)，即e1(s)＝r(s)-yf1(s)；对e1(s)实施内模控制算法c1imc(s)得到imc信号u1(s)；将imc信号u1(s)通过主闭环控制回路的前向网络通路单元向副控制器c2节点传输，imc信号u1(s)将经历网络传输时延τ1后，才能到达副控制器c2节点；

第三步：副传感器s2节点工作于时间驱动方式，其触发信号为周期h2的采样信号；当副传感器s2节点被触发后，对副被控对象p2(s)的输出信号y2(s)和副被控对象预估模型p2m(s)的输出信号y2mb(s)进行采样，并计算出副闭环控制回路的反馈信号y2b(s)，且y2b(s)＝y2(s)-y2mb(s)；将反馈信号y2b(s)通过副闭环控制回路的反馈网络通路单元向副控制器c2节点传输，反馈信号y2b(s)将经历网络传输时延τ4后，才能到达副控制器c2节点；

第四步：副控制器c2节点工作于事件驱动方式，被反馈信号y2b(s)或者被主控制器c1节点的输出imc信号u1触发后，将来自主闭环控制回路的imc信号u1(s)减去反馈信号y2b(s)和副被控对象预估模型p2m(s)的输出信号y2ma(s)，得到偏差信号e2(s)，即e2(s)＝u1(s)-y2b(s)-y2ma(s)；对e2(s)实施控制算法c2(s)得到控制信号u2(s)；将u2(s)作用于副被控对象预估模型p2m(s)得到其输出值y2ma(s)；将控制信号u2(s)通过副闭环控制回路的前向网络通路单元向执行器a节点传输，控制信号u2(s)将经历网络传输时延τ3后，才能到达执行器a节点；

第五步：执行器a节点工作于事件驱动方式，被控制信号u2(s)所触发后，将控制信号u2(s)作用于副被控对象预估模型p2m(s)得到其输出值y2mb(s)；将控制信号u2(s)作用于主被控对象预估模型p1m(s)得到其输出值y1mb(s)；将控制信号u2(s)作用于副被控对象p2(s)得到其输出值y2(s)；将控制信号u2(s)作用于主被控对象p1(s)得到其输出值y1(s)；从而实现对主和副被控对象p1(s)和p2(s)的二自由度imc和spc，同时实现对未知网络时延τ1和τ2以及τ3和τ4的补偿与控制。

第六步：返回第一步；

以上所述仅为本发明的较佳实施例而己，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

本说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。