无线馈电装置、无线受电装置以及无线电力传输系统的制作方法

专利名称：无线馈电装置、无线受电装置以及无线电力传输系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及无线馈电，尤其涉及其电力控制。
背景技术：
不使用电源软线来提馈电力的无线馈电技术日益得到关注。现有的无线馈电技术大致可分为㈧利用电磁感应的类型(近距离用)、⑶利用电波的类型(远距离用)、(C) 利用磁场共振现象的类型(中距离用)这3种。利用电磁感应的类型(A) —般用于电动剃须刀等身边的家电产品之中，而由于距离变大时电力传输效率会急剧降低，因而存在着仅能在几cm左右的近距离使用的课题。使用电波的类型(B)存在着虽然能远距离使用但电力小的课题。使用磁场共振现象的类型 (C)是较为新的技术，能在几m左右的中距离实现较高的电力传输效率，因而尤其受到期待。例如，在EV(Electric Vehicle)的车辆下部嵌入受电线圈，以非接触的形式从地里面的馈电线圈发送电力的方案也正在研究中。由于是无线的，因此能构成为完全绝缘的系统， 由此可认为对于雨天时的馈电具有效果。以下将类型(C)称作“磁场共振型”。磁场共振型是以马萨诸塞工科大学在2006年发表的理论为基础的(参见专利文献1)。专利文献1中准备了 4个线圈。从馈电侧起把这些线圈按顺序称作“激励线圈”、“馈电线圈”、“受电线圈”、“负载线圈”。激励线圈与馈电线圈近距离相对并电磁耦合。受电线圈与负载线圈也同样近距离相对并电磁耦合。与它们之间的距离相比，从馈电线圈到受电线圈的距离为较大的“中距离”。该系统的目的在于从馈电线圈对受电线圈进行无线馈电。如果向激励线圈馈送交流电力，则由于电磁感应的原理也会在馈电线圈流过电流。当馈电线圈产生磁场，馈电线圈与受电线圈发生磁共振时，在受电线圈中流过大电流。 基于电磁感应的原理，在负载线圈中也流过电流，能从与负载线圈串联的负载中取出交流电力。通过使用磁场共振现象，即便从馈电线圈到受电线圈的距离远也能实现高电力传输效率。[专利文献1]美国公开2008/0278264号公报[专利文献2]日本特开2006-230032号公报[专利文献3]国际公开2006/022365号公报[专利文献4]美国公开2009/007 号公报[专利文献5]美国公开2009/0015075号公报[专利文献6]日本特开2006-74848号公报[专利文献7]日本特开2008-288889号公报本发明人为了扩展无线馈电的使用可能性，考虑需要实现一种自动控制馈电电力使输出稳定的构造。专利文献6所公开的非接触电力传输装置属于上述类型(A)，而受电侧的2次侧单元向输电侧的1次侧单元传递输出电压的大小，1次侧单元根据输出电压控制馈电电力。具体而言，从线圈LM2次侧单元)向线圈L3(l次侧单元)发送表示输出电压的大小的电磁波信号。
如果是磁场共振型的情况下，在馈电线圈与受电线圈之间产生的强力电磁场会对信号带来很大的影响。因而无法将专利文献6的构造直接应用于磁场共振型。并且，专利文献7中为了抑制电力磁场对信号磁场的影响，提出的是平面大致8字形状或平面双重环箍形状等的线圈，而由于形状复杂因而难以制造。另外，还需要组合多个线圈以提升通信灵敏度，因此还具有难以制造的缺陷(参见专利文献6的00 段等)。

发明内容
本发明的主要目的在于在磁场共振型的无线馈电中，高效控制馈电电力。本发明涉及的无线馈电装置是用于根据馈电线圈和受电线圈的磁场共振现象，从馈电线圈向受电线圈进行无线馈电的装置。该装置具有馈电线圈；输电控制电路，其以驱动频率向馈电线圈馈送交流电力，从而使得馈电线圈向受电线圈馈送交流电力；相位检测电路，其检测交流电力的电压相位和电流相位的相位差；接收线圈，其从交流电力的受电侧接收以占空比表示输出的输出信号；以及信号调整电路，其按照占空比对输出信号进行直流转换。输电控制电路调整驱动频率以减少相位差，进而，相位检测电路按照进行了直流转换后的输出信号的信号电平，事后调整对电压相位和电流相位双方或其中一方检测出的相位值。比较交流电力的电流相位和电压相位检测其相位差，如果调整驱动频率以减少相位差，则能使驱动频率追随共振频率。其结果即便共振频率发生变化，也易于将电力传输效率维持恒定。另外，当输出电压等发生变化时，如果按照其变化量事后调整电压相位和电流相位，则驱动频率按照调整后的相位差发生变化。由于能够以驱动频率作为参数来反馈控制馈电电力，因此易于使输出稳定。还可以构成为相位检测电路比较交流电力的电压电平成为第1基准值的定时即第1相位值与交流电力的电流电平成为第2基准值的定时即第2相位值，从而检测相位差， 按照信号电平变更第1基准值和第2基准值双方或其中一方，从而对第1相位值和第2相位值双方或其中一方进行事后调整。接收线圈可以为1次缠绕线圈。另外，接收线圈的线圈平面可以与馈电线圈的线圈平面大致相同。还可以构成为信号调整电路通过带通滤波器从在接收线圈中检测出的交流电压中提取出输出信号成分。还可以构成为输电控制电路使得从处于与馈电侧的电路要素实质上非共振状态的馈电线圈向受电线圈馈送上述交流电力。这里所谓的“实质上非共振状态”指的是馈电线圈的共振不作为无线馈电的必须构成要件。这不意味着排除掉馈电线圈与某些电路要素偶然发生的共振。还可以构成为馈电线圈不与馈电侧的电路要素形成以受电线圈的共振频率作为共振点的共振电路。还可以构成为不向馈电线圈串联或并联插入电容器。本发明涉及的无线受电装置是通过受电线圈接收从无线馈电装置进行无线馈电的交流电力的装置。该装置具有受电线圈电路，其包含受电线圈和电容器；负载电路，其具有与受电线圈进行磁耦合以从受电线圈接收交流电力的负载线圈和被从负载线圈提馈电力的负载；信号生成电路，其生成利用占空比表示施加给负载电路的一部分的输出电压的输出信号；以及发送线圈，其将输出信号发送给无线馈电装置。
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信号生成电路可以发送上述输出信号，作为利用占空比表示输出电压与基准电压的差值的信号。信号生成电路可以具有控制信号产生电路，其以控制频率产生控制信号；以及比较电路，其在控制信号的信号电平与输出电压之间预定的大小关系成立时，产生有效信号。还可以通过有效信号的占空比确定输出信号的占空比。信号生成电路还可以具有产生比控制频率高的基准频率的基准信号的基准信号产生电路。信号生成电路能够以处于有效信号的产生期间为条件，将基准信号作为输出信号进行发送。接收线圈可以为1次缠绕线圈。另外，发送线圈的线圈平面可以与受电线圈的线圈平面大致相同。本发明涉及的无线电力传输系统是用于根据馈电线圈与受电线圈的磁场共振现象，从馈电线圈对受电线圈无线馈电的系统。该系统具有输电控制电路，其以驱动频率向馈电线圈馈送交流电力；负载电路，其具有与受电线圈磁耦合从而从受电线圈接收交流电力的负载线圈和被从负载线圈提馈电力的负载；信号生成电路，其生成利用占空比表示施加给负载电路的一部分的输出电压的输出信号；发送线圈，其将所生成的输出信号发送给馈电侧；接收线圈，其接收所发送的输出信号；信号调整电路，其按照占空比对所接收的输出信号进行直流转换；以及相位检测电路，其检测交流电力的电压相位与电流相位的相位差。输电控制电路调整驱动频率以减小相位差。进而，相位检测电路按照直流转换后的输出信号的信号电平，事后调整对电压相位和电流相位双方或其中一方检测出的相位值。本发明涉及的无线馈电装置是用于根据馈电线圈与受电线圈的磁场共振现象，从馈电线圈向受电线圈无线馈电的装置。该装置具有馈电线圈；输电控制电路，其以驱动频率向馈电线圈馈送交流电力，从而使得从馈电线圈向受电线圈馈送交流电力；相位检测电路，其检测交流电力的电压相位与电流相位的相位差；接收线圈，其从交流电力的受电侧接收通过信号频率的大小来表示输出的输出信号；以及信号调整电路，其按照信号频率对输出信号进行直流转换。输电控制电路调整驱动频率以减小相位差。进而，相位检测电路按照直流转换后的输出信号的信号电平，事后调整对电压相位和电流相位双方或其中一方检测出的相位值。比较交流电力的电流相位和电压相位检测其相位差，如果调整驱动频率以减小相位差，则能使驱动频率追随共振频率。其结果即便共振频率发生变化，也易于将电力传输效率维持恒定。另外，当输出电压等发生变化时，如果按照其变化量事后调整电压相位和电流相位，则驱动频率会按照调整后的相位差发生变化。由于能够以驱动频率作为参数来反馈控制馈电电力，因此易于使输出稳定。还可以构成为相位检测电路比较交流电力的电压电平成为第1基准值的定时即第1相位值与交流电力的电流电平成为第2基准值的定时即第2相位值，从而检测相位差， 通过输出信号变更第1基准值和第2基准值双方或其中一方，从而事后调整第1相位值和第2相位值双方或其中一方。接收线圈可以为1次缠绕线圈。另外，接收线圈的线圈平面可以与馈电线圈的线圈平面大致相同。信号调整电路可以通过带通滤波器从在接收线圈中检测出的交流电压中提取出输出信号成分。还可以构成为输电控制电路使得从处于与馈电侧的电路要素实质上非共振状态的馈电线圈向受电线圈馈送上述交流电力。这里所谓的“实质上非共振状态”指的是馈电线圈的共振不作为无线馈电的必须构成要件。这不意味着排除掉馈电线圈与某些电路要素偶然发生的共振。还可以构成为馈电线圈不与馈电侧的电路要素形成以受电线圈的共振频率作为共振点的共振电路。还可以构成为不向馈电线圈串联或并联插入电容器。本发明涉及的无线受电装置是通过受电线圈接收从上述无线馈电装置无线馈送的交流电力的装置。该装置具有受电线圈电路，其包含受电线圈和电容器；负载电路，其具有与受电线圈磁耦合从而从受电线圈接收交流电力的负载线圈和被从负载线圈提馈电力的负载；信号生成电路，其生成通过信号频率来表示施加给负载电路的一部分的输出电压的输出信号；以及发送线圈，其将输出信号发送给无线馈电装置。信号生成电路可以生成输出信号，作为通过信号频率来表示输出电压与基准电压的差值的信号。接收线圈可以为1次缠绕的线圈。另外，发送线圈的线圈平面可以与受电线圈的线圈平面大致相同。本发明涉及的无线电力传输系统是用于根据馈电线圈与受电线圈的磁场共振现象，从馈电线圈向受电线圈无线馈电的系统。该系统具有输电控制电路，其以驱动频率向馈电线圈馈送交流电力；负载电路，其具有与受电线圈磁耦合从而从受电线圈接收交流电力的负载线圈和被从负载线圈提馈电力的负载；信号生成电路，其生成通过信号频率来表示施加给负载电路的一部分的输出电压的输出信号；发送线圈，其向馈电侧发送所生成的输出信号；接收线圈，其接收所发送的输出信号；信号调整电路，其按照信号频率，对所接收的输出信号进行直流转换；以及相位检测电路，其检测交流电力的电压相位与电流相位的相位差。输电控制电路调整驱动频率以减小相位差。相位检测电路按照直流转换后的输出信号的信号电平，事后调整对电压相位和电流相位双方或其中一方检测出的相位值。并且，将如上构成要素的任意组合、以及本发明的表现在方法、装置、系统等之间加以转换后的内容作为本发明的方式也是有效的。根据本发明，在磁场共振型的无线馈电中易于有效控制馈电电力。


图1是第1实施方式和第3实施方式的无线电力传输系统的原理图。图2是第1实施方式的无线电力传输系统的系统结构图。图3是第1实施方式的各线圈的结构图。图4是表示第1实施方式的负载电流与负载电压的关系的图表。图5是表示第1实施方式的线圈间距离与负载电压的关系的图表。图6是表示第1实施方式中馈电线圈电路的阻抗与驱动频率的关系的图表。图7是表示TO、Tl、T2信号的关系的时序图。图8是表示T2、T3、T4信号的关系的时序图。图9是示意性表示在馈电线圈与受电线圈之间产生的电磁场的波形的图。
图10是电压整形电路和信号调整电路的电路图。图11是表示T9、T10、T6信号的关系的时序图。图12是表示Τ6、Τ7、Τ8信号的关系的时序图。图13是表示Sl信号与Τ8信号的关系的时序图。图14是第2实施方式和第4实施方式的无线电力传输系统的原理图。图15是第2实施方式的无线电力传输系统的系统结构图。图16是第3实施方式的无线电力传输系统的系统结构图。图17是第3实施方式的各线圈的结构图。图18是表示第3实施方式的负载电流与负载电压的关系的图表。图19是表示第3实施方式的线圈间距离与负载电压的关系的图表。图20是表示第3实施方式的馈电线圈电路的阻抗与驱动频率的关系的图表。图21是信号生成电路的电路图。图22是表示VF转换器的信号频率与TO信号的关系的图表。图23是表示Tl、Τ2和Τ3信号的关系的时序图。图M是示意性表示在馈电线圈与受电线圈之间产生的电磁场的波形的图。图25是电压整形电路和信号调整电路的电路图。图沈是表示FV转换器中的信号频率与Τ6信号的关系的图表。图27是表示Τ9、Τ10、Τ6信号的关系的时序图。图28是表示Τ6、Τ7、Τ8信号的关系的时序图。图四是表示Sl信号与Τ8信号的关系的时序图。图30是第4实施方式的无线电力传输系统的系统结构图。
具体实施例方式下面参照

本发明的优选实施方式。第1实施方式图1是第1实施方式和后述的第3实施方式的无线电力传输系统100的原理图。 第1实施方式的无线电力传输系统100具有无线馈电装置116和无线受电装置118。无线馈电装置116包括馈电LC共振电路300。无线受电装置118具有受电线圈电路130和负载电路140。而且，通过受电线圈电路130形成受电LC共振电路302。馈电LC共振电路300包括电容器C2和馈电线圈L2。受电LC共振电路302具有电容器C3和受电线圈L3。将电容器C2、馈电线圈L2、电容器C3、受电线圈L3设定成，在馈电线圈L2与受电线圈L3充分离开到能够忽视二者的磁场耦合的状态下馈电LC共振电路 300和受电LC共振电路302各自的共振频率相同。设该共同的共振频率为frO。在馈电线圈L2与受电线圈L3接近到能充分地磁场耦合的状态下，通过馈电LC共振电路300、受电LC共振电路302以及它们之间产生的相互阻抗形成新的共振电路。该新共振电路由于相互阻抗的影响而具有2个共振频率frl、fr2(frl < frO < fr2)。当无线馈电装置116从馈电源VG以共振频率frl向馈电LC共振电路300馈送交流电力时，作为新共振电路的一部分的馈电LC共振电路300在共振点1 (共振频率frl)产生共振。当馈电LC共振电路300共振时，馈电线圈L2产生共振频率frl的交流磁场。同样作为新共振
10电路的一部分的受电LC共振电路302也通过该交流磁场而产生共振。当馈电LC共振电路 300和受电LC共振电路302以相同的共振频率frl共振时，以最大的电力传输效率从馈电线圈L2向受电线圈L3进行无线馈电。从无线受电装置118的负载LD中取出受电电力作为输出电力。并且，新共振电路不仅能在共振点1(共振频率frl)产生共振，还能在共振点 2 (共振频率frf)产生共振。图2是第1实施方式的无线电力传输系统100的系统结构图。无线电力传输系统 100包括无线馈电装置116和无线受电装置118。无线馈电装置116作为基本构成包括输电控制电路200、馈电线圈电路120、信号调整电路112、相位检测电路114。本实施方式的无线馈电装置116构成为不经由激励线圈而直接驱动馈电线圈L2。无线受电装置118作为基本构成包括受电线圈电路130、负载电路140、控制信号产生电路170、基准信号产生电路 172、信号生成电路122。在馈电线圈电路120所具有的馈电线圈L2与受电线圈电路130所具有的受电线圈L3之间存在0.2 1.0m左右的距离(以下称之为“线圈间距离”)。无线电力传输系统 100的主要目的在于以无线方式从馈电线圈L2向受电线圈L3发送交流电力。本实施方式中说明的是共振频率frl = IOOkHz的情况。并且，本实施方式的无线电力传输系统例如还可以通过ISMandustry-Science-Medical)频带那样的高频带进行工作。低频带具有易于抑制开关晶体管(后述)的成本和开关损失、电波法限制较少的优势。馈电线圈电路120是馈电线圈L2、电容器C2、变压器T2 二次线圈Li串联而成的电路。变压器T2 二次线圈Li与变压器T2 —次线圈Lb —起形成耦合变压器T2，通过电磁感应从输电控制电路200被馈送交流电力。在电源电压较大的情况下，可能会在输电控制电路200中流过较大电流。于是，在变压器T2中设定成变压器T2 —次线圈Lb的缠绕数> 变压器T2 二次线圈Li的缠绕数。馈电线圈L2的缠绕数为7次，导体直径为5mm，馈电线圈L2自身的形状为 280mm X 280mm的正方形。馈电线圈L2和电容器C2各自的值都被设定为使得馈电线圈电路 120的共振频率fr为IOOkHz。图2中为了便于理解，将馈电线圈L2描绘为圆形。其他线圈也同样。图2所示的各线圈的材质都是铜。在馈电线圈电路120中流过交流电流12。受电线圈电路130是受电线圈L3和电容器C3串联而成的电路。馈电线圈L2与受电线圈L3彼此相对。受电线圈L3的缠绕数为7次，导体直径为5mm，受电线圈L3自身的形状为280mmX ^Omm的正方形。受电线圈L3和电容器C3各自的值都被设定成使得受电线圈电路130的共振频率frl也为IOOkHz。馈电线圈L2与受电线圈L3无需采用相同形状。 当馈电线圈L2以共振频率frl = IOOkHz产生了磁场时，馈电线圈L2与受电线圈L3产生磁共振，在受电线圈电路130中也流过交流电流13。负载电路140是负载线圈L4经由整流电路124以及计测电路126与负载LD连接的电路。受电线圈L3与负载线圈L4彼此相对。在本实施方式中，受电线圈L3的线圈平面与负载线圈L4的线圈平面大致相同。因此受电线圈L3与负载线圈L4较强地电磁耦合。负载线圈L4的缠绕数为1次，导体直径为5mm，负载线圈L4自身的形状为300mmX 300mm的正方形。在受电线圈L3中流过电流13，从而在负载电路140中产生电动势，在负载电路140 中流过交流电流14。交流电流14被整流电路IM整流为直流电流。该直流电流的一部分流过计测电路126，而大部分作为直流电流15流经负载LD。整流电路IM是由二极管Dl和电容器C5构成的一般电路。后面会叙述计测电路126。从无线馈电装置116的馈电线圈L2输送来的交流电力被无线受电装置118的受电线圈L3所接收，作为直流电力从负载LD中被取出。将施加给负载LD的电压称作“负载电压V5”。如果将负载LD直接连接到受电线圈电路130，则受电线圈电路130的Q值变差。 因此将受电用的受电线圈电路130与取出电力用的负载电路140分离开来。为了提高电力传输效率，优选使馈电线圈L2、受电线圈L3和负载线圈L4的中心线对齐。计测电路1 包括电阻R1、R2、控制电源VS和场强计132。负载电压V5通过电阻 Rl、R2而被分压。将施加给电阻R2两端的电压称作“输出电压”。电阻Rl和电阻R2的连接点F的电位作为“计测电位”被输入到场强计132的负极端子。场强计132的正极端子上连接有控制电源VS。将基于控制电源VS的正极端子的输入电位称作“基准电位”。场强计132将计测电位与基准电位之差(以下称之为“校正电压”)放大，将该放大后的值作为TO信号输出。TO信号是直流电压信号，表示校正电压的大小。换言之，TO信号是表示负载电压V5的变化量的信号。后面会详细叙述，无线电力传输系统100控制馈电电力以使该校正电压为零，从而使输出电压(负载电压稳定。本实施方式中将基准电位设定为2.5(V)。另外，当负载电压V5为24(V)时，设定电阻R1、R2以使得计测电位为 2. 5 (V)、校正电压为O(V)。并且，控制电源VS是可变直流电压源，可任意调整电压。控制信号产生电路170产生控制频率fc的交流电压信号Tl。本实施方式的控制频率fc是1. OkHz0场强计174比较TO信号与Tl信号，当Tl > TO时产生作为高电平的 T2信号(有效信号交流电压信号)。后面会详细叙述，T2信号的占空比通过校正电压而发生变化。后面会与图7相关联起来叙述TO T2信号的关系。基准信号产生电路172产生基准频率fs的交流电压信号T3。本实施方式的基准频率fs是IOMHz，被设定为比共振频率frl和控制频率fc要高很多。信号生成电路122根据T2信号和T3信号产生交流电压信号T4。T4信号是表示受电侧的输出的大小的“输出信号”。T4信号被运算放大器110放大后，通过发送线圈L6发送给无线馈电装置116。馈电侧通过T4信号可识别校正电压的大小即负载电压V5的变动量。接着说明输电控制电路200的结构。首先在栅极驱动用变压器Tl的一次侧连接有 VCO (voltage Controlled Oscillator，压控振荡器)202。VC0202 作为产生驱动频率 fo 的交流电压VO的“振荡器”发挥作用。交流电压VO的波形可以是正弦波，不过在这里设为矩形波(数字波形)来说明。通过交流电压VO使得在变压器Tl 一次线圈Lh中在正负两个方向交替流过电流。变压器Tl 一次线圈Lh、变压器Tl 二次线圈Lf、变压器Tl 二次线圈 Lg形成栅极驱动用耦合变压器Tl。通过电磁感应使得在变压器Tl 二次线圈Lf和变压器 Tl 二次线圈Lg中在正负两个方向上也交替流过电流。本实施方式的VC0202使用的是摩托罗拉公司的产品编号为MC14046B的内置单元。VC0202还具备根据从相位比较电路150输出的相位差指示电压SC(后述)使驱动频率 fo动态变化的功能。此处的说明中驱动频率fo的最小值为fol = 101kHz，最大值为fo2 = IlOkHz0 相位差指示电压SC的适宜范围是1. 0 4. O(V)。相位差指示电压SC与驱动频率fo成正比。即，当相位差指示电压SC = l.O(V)时驱动频率fo = fol = 101kHz, SC = 4. 0 (V)时驱动频率 fo = fo2 = 1 IOkHz。作为输电控制电路200的电源的是通过直流电源VDD进行充电的电容器CA、CB0 电容器CA设置于图2所示的点C与点E之间，电容器CB设置于点E与点D之间。若设电容器CA的电压(CE间电压)为VA、电容器CB的电压(ED间电压)为VB，则VA+VB (CD间电压)成为输入电压。电容器CA和CB作为直流电压源发挥作用。变压器Tl 二次线圈Lf的一端与开关晶体管Ql的栅极连接，另一端与开关晶体管 Ql的源极连接。变压器Tl 二次线圈Lg的一端与另一个开关晶体管Q2的栅极连接，另一端与开关晶体管Q2的源极连接。当VC0202以驱动频率fo产生了交流电压VO时，以驱动频率fo交替向开关晶体管Ql和开关晶体管Q2的各栅极施加电压Vx(Vx > 0)。因此开关晶体管Ql和开关晶体管Q2以驱动频率fo交替地导通/截止。开关晶体管Ql和开关晶体管 Q2是特性相同的增强型MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor, 金属氧化物半导体场效应晶体管)，也可以是双极晶体管等其他晶体管。还可以使用中继开关等其他开关代替晶体管。开关晶体管Ql的漏极与电容器CA的正极连接。电容器CA的负极经由变压器T2 一次线圈Lb与开关晶体管Ql的源极连接。开关晶体管Q2的源极与电容器CB的负极连接。 电容器CB的正极经由变压器T2 —次线圈Lb与开关晶体管Q2的漏极连接。将开关晶体管Ql的源极-漏极间的电压称作源极-漏极电压VDS1，将开关晶体管 Q2的源极-漏极间的电压称作源极-漏极电压VDS2。另外，将在开关晶体管Ql的源极-漏极间流过的电流称作源极-漏极电流IDSl，将在开关晶体管Q2的源极-漏极间流过的电流称作源极-漏极电流IDS2。关于源极-漏极电流IDS1、IDS2，将该图箭头所示的方向作为正方向，反方向作为负方向。当开关晶体管Ql导通(ON)时，开关晶体管Q2成为非导通(OFF)。此时的主电流路径(以下称之为“第1电流路径”)是从电容器CA的正极起经由点C、开关晶体管Q1、变压器T2 —次线圈Lb、点E而返回到负极的路径。开关晶体管Ql作为控制第1电流路径的导通/非导通的开关发挥作用。当开关晶体管Q2导通(ON)时，开关晶体管Ql成为非导通(OFF)。此时的主电流路径(以下称之为“第2电流路径”)是从电容器CB的正极起经由点E、变压器T2 —次线圈Lb、开关晶体管Q2、点D而返回到负极的路径。开关晶体管Q2作为控制第2电流路径的导通/非导通的开关发挥作用。将在输电控制电路200中流过变压器T2 —次线圈Lb的电流称作“电流IS”。电流IS是交流电流，将流过第1电流路径时称作正方向，流过第2电流路径时称作负方向。当VC0202以驱动频率fo馈送交流电压VO时，以驱动频率fo交替切换第1电流路径和第2电流路径。由于驱动频率fo的交流电流IS流过变压器T2 —次线圈Lb，因此馈电线圈电路120中也以驱动频率fo流过交流电流12。驱动频率fo越接近共振频率fr， 则电力传输效率就越高。如果驱动频率fo =共振频率fr，则馈电线圈电路120的馈电线圈L2与电容器C2成为共振状态。由于受电线圈电路130也是共振频率frl的共振电路， 因此馈电线圈L2与受电线圈L3磁共振。此时的电力传输效率为最大。其中，在本实施方式的情况下，由于驱动频率fo的工作范围中不包含共振频率 frl，因此电力传输效率不会成为最大。其原因在于，将实现负载电压V5的稳定优先于电力传输效率的最大化。负载电压V5的变化能通过校正电压检测出来，因此无线馈电装置116 能自动调整驱动频率fo以使得校正电压为零。后面会详细叙述该内容。共振频率frl根据馈电线圈电路120和受电线圈电路130的使用状态和使用环境而微妙地发生变化。即使在交换了馈电线圈电路120和受电线圈电路130的情况下共振频率frl也发生变化。或者，可能还会存在期望通过使得电容器C2和电容器C3的静电电容可变而使共振频率frl积极地产生变化的情况。另外，根据本发明人的试验，可知如果使馈电线圈L2与受电线圈L3的线圈间距离接近到某种程度，则共振频率frl开始降低。如果共振频率frl与驱动频率fo之差发生变化，则电力传输效率也会发生变化。如果电力传输效率发生变化，则负载电压V5也发生变化。因此，为了稳定负载电压V5，即使在共振频率 frl发生变化时，也需要将共振频率frl与驱动频率fo之差保持为恒定。在馈电线圈电路120中设有检测线圈LSS。检测线圈LSS是在具有通孔的铁芯 154(环形铁芯)上缠绕了 NS次的线圈。铁芯154的材质是铁氧体、硅钢板、强磁性铁镍合金(permalloy)等已知材料。本实施方式的检测线圈LSS的缠绕数NS为100次。馈电线圈电路120的电流路径的一部分也贯穿铁芯154的通孔。这表示馈电线圈电路120对铁芯154的缠绕数NP为1次。通过这种构成，检测线圈LSS与馈电线圈L2形成耦合变压器。通过由馈电线圈L2的交流电流12产生的交流磁场，使得在检测线圈LSS 中流过同相的感应电流ISS。基于等安匝法则，感应电流ISS的大小是12· (NP/NS)。检测线圈LSS的两端连接有电阻R4。电阻R4的一端B接地，另一端A经由运算放大器142等与相位比较电路150连接。电位VSS通过运算放大器142和二极管D2被二值化，成为Sl信号。运算放大器 142在电位VSS大于第1阈值、例如0. I(V)时输出饱和电压3. O(V)，在电位VSS小于第2 阈值、例如-0. I(V)时输出饱和电压-3.0 (V)。使用二极管D2切掉负成分，从而电位VSS被转换为数字波形的Sl信号。电流12与感应电流ISS是同相的，感应电流ISS与电位VSS 是同相的。另外，流过输电控制电路200的交流电流IS与电流12同相。因此通过观察Sl 信号的波形就能计测交流电流IS的电流相位。当共振频率frl与驱动频率fo —致时，电流相位与电压相位也一致。共振频率 frl与驱动频率fo的偏差能通过电流相位与电压相位的相位差计测出来。本实施方式的无线电力传输系统100根据该相位差计测共振频率frl与驱动频率fo的偏差，从而使驱动频率fo自动追随共振频率fr的变化。相位检测电路114包括电压整形电路144、相位比较电路150和低通滤波器152。 低通滤波器152是已知的电路，为了切掉相位差指示电压SC的高频成分而被插入。本实施方式的相位比较电路150使用的是由与VC0202相同的摩托罗拉公司制造的产品编号为 MC14046B的内置单元(Phase Comparator)。因此，相位比较电路150和VC0202能通过一个芯片实现。表示电流相位的Sl信号被输入到相位比较电路150。另外，通过电压整形电路144 对VC0202所产生的交流电压VO的电压波形进行整形之后(后述)，将其作为表示电压相位的T8信号输入到相位比较电路150。相位比较电路150根据Si、T8信号检测出电流相位和电压相位的偏差(相位差)，生成表示相位差大小的相位差指示电压SC。通过相位差的检测来检测共振频率frl与驱动频率fo的偏差的大小。按照相位差指示电压SC来控制驱动频率fo，从而能将驱动频率fo与共振频率frl的相位差保持为恒定。例如，如果驱动频率fo与共振频率frl相背离，则相位差会变大，因而相位比较电路150只要产生相位差指示电压SC以减小该相位差即可。因此，即使共振频率frl发生变化，也能将电力传输效率保持为恒定，使负载电压V5稳定。后面将与图10关联起来详细叙述电压整形电路144和信号调整电路112的电路配置，与图13关联起来详细叙述Sl信号与T8信号的关系。并且，还可以在变压器Tl 一次线圈Lh的两端并联电阻，对交流电压VO分压以作为S2信号。通过分压，即使在VC0202所产生的交流电压VO较大的情况下，也能降压到易于处理的电压。可以根据源极-漏极电压VDS1、VDS2和源极-栅极电压VGS1、VGS2等计测电压相位。另外，例如即使共振频率frl恒定的情况下，有时负载电压V5也会发生变化。例如，当负载LD为可变电阻时或更换了负载LD自身时，负载电压V5发生变化。本实施方式中，将负载电压V5的变化作为校正电压检测出来，自动调整驱动频率fo以使得校正电压为零，从而使负载电压V5稳定。校正电压的大小作为Tll信号(交流磁场信号)从发送线圈L6被传递到接收线圈L5。接收线圈L5将作为交流磁场信号的Tll信号作为交流电压信号T5检测出来，提供给信号调整电路112。信号调整电路112将交流电压信号T5转换为直流电压信号T6。T6 信号的信号电平与负载电压V5成正相关的关系。从T5信号向T6信号的转换过程在后面与图11关联起来加以叙述。场强计128的正极端子被输入从电压整形电路144输出的T7信号(电压相位)， 负极端子被输入从信号调整电路112输出的T6信号(表示校正电压的信号)。通过场强计 128，根据T6信号对T7信号进行相位调整，输出作为校正电压相位的T8信号(交流电压信号)。当负载电压V5为期望值即M(V)时、即校正电压为零时，T6信号也为零。因此T8 信号的相位与T7信号的相位相同。相位比较电路150根据Sl信号和T8信号(=T7信号)检测交流电力的电压相位与电流相位的相位差，输出相位差指示电压SC。VC0202根据相位差指示电压SC，调整驱动频率fo。更为具体地，VC0202通过改变交流电压VO的脉冲宽度，从而改变驱动频率fo。当校正电压并不为零、即进行基于T6信号的调整时，相位比较电路150根据Sl信号和T8信号检测交流电力的电压相位与电流相位的相位差，输出相位差指示电压SC。其中，此时的T8信号是按照T6信号对T7信号进行了相位调整后的信号，因而并非表示实际的电压相位的信号。关于基于校正电压的调整逻辑，将在后面与图13相关联起来进一步叙述。图3是各线圈的结构图。首先，在馈电侧，实际在馈电线圈L2的内侧收容着接收线圈L5。换言之，馈电线圈L2的线圈平面与接收线圈L5的线圈平面是一致的。馈电线圈 L2是用于向受电线圈L3送出馈电电力的线圈，接收线圈L5是用于从发送线圈L6接收上述 Tll信号的线圈。接收线圈L5的缠绕数为1次，导体直径为5mm，接收线圈L5自身的形状是^OmmX^Omm的正方形。在受电侧，在受电线圈L3的内侧收容着发送线圈L6。另外，在受电线圈L3的外侧设置有负载线圈L4。即，受电线圈L3、负载线圈L4、发送线圈L6的线圈平面是相同的。受电线圈L3是用于接受馈电电力的线圈，发送线圈L6是用于发送Tll信号的线圈。发送线圈L6的缠绕数为1次，导体直径为5mm，发送线圈L6自身的形状为260mmX^0mm的正方形。如上，在本实施方式中，馈电线圈L2、接收线圈L5、负载线圈L4、受电线圈L3、发送线圈L6彼此的中心轴是一致的。接收线圈L5的形状简单，能够紧凑地与馈电线圈L2形成为一体。同样地，发送线圈L6的形状也很简单，能够紧凑地与受电线圈L3和负载线圈L4 形成为一体。图4是表示负载电流15与负载电压V5的关系的图表。横轴表示流过负载LD的负载电流L5(直流)的大小，纵轴表示负载电压V5。非调整时特性134表示不进行基于校正电压的调整时的电流/电压特性。处于非调整时特性134的情况下，负载LD若变大则负载电流15减小，负载电压V5增大。反之，若负载LD变小则负载电流15增大，负载电压V5 减小。如上，即使馈电电力一定，如果变更负载LD，则负载电压V5也会变化。处于非调整时特性134的情况下，当负载电流15为0㈧时，负载电压V5可能上升到60 (V)左右，有时还可能超过负载LD的额定值。本实施方式的无线电力传输系统100实现了调整时特性136所示的电流/电压特性。具体而言，根据校正电压调整T8信号，从而改变电力传输效率，使负载电压V5稳定。图5是表示线圈间距离d与负载电压V5的关系的图表。横轴表示馈电线圈L2与受电线圈L3的线圈间距离d、纵轴表示负载电压V5。非调整时特性146表示不进行基于校正电压的调整时的电压/距离特性。如上所述，共振频率frl会随着线圈间距离d发生变化。当共振频率frl发生变化，驱动频率fo与共振频率frl之差变化时，电力传输效率发生变化。即便使驱动频率fo追随共振频率frl，负载电压V5也会由于线圈间距离d而多少发生变化。本实施方式的无线电力传输系统100实现了调整时特性148所示的电压/距离特性。根据校正电压调整T8信号，从而改变电力传输效率，使负载电压V5稳定。图6是表示馈电线圈电路120的阻抗Z与驱动频率fo的关系的图表。纵轴表示馈电线圈电路120(电容器C2与馈电线圈L2的串联电路)的阻抗Z。横轴表示驱动频率 fo。阻抗Z在共振时为最低值Siiin。共振时Snin = O是理想的状况，而由于馈电线圈电路 120包含若干电阻成分，因此Siiin通常不为零。当驱动频率fo =共振频率frl时，阻抗Z是最低的，电容器C2与馈电线圈L2处于共振状态。若驱动频率fo小于共振频率frl，则容量性电抗处于优势地位，阻抗Z变大， 电流相位向电压相位靠近。反之，若驱动频率fo大于共振频率frl，则感应性电抗处于优势地位，阻抗Z变大，电流相位相对于电压相位延迟。驱动频率fo与共振频率frl越背离则阻抗Z越大，电力传输效率就越低。因此， 通过改变驱动频率fo与共振频率frl之差，能改变电力传输效率。图7是表示TO T2信号的关系的时序图。作为控制信号产生电路170的输出的 Tl信号(控制信号)被输入到场强计174的正极端子。场强计174的负极端子被输入计测电路1 所输出的TO信号。TO信号是表示校正电压的直流电压信号。控制信号产生电路 170产生以控制频率fc = 1. OkHz的低频呈锯齿波状变化的交流电压信号Tl。
Tl信号从时刻t0起逐渐上升，在时刻tl急剧下落。将该时刻t0 时刻tl的期间称作“单位期间”。时刻tl以后也相同。由于控制频率fc = 1.0kHz，因此单位期间的长度为 1. 0 (msec)。TO信号是电压电平根据校正电压而变化的直流电压信号。场强计174比较TO信号和Tl信号，当Tl > TO时产生高电平的T2信号，当Tl < TO信号时产生低电平的T2信号。在t0 tl的单位期间的t0 t4中T2信号为低电平，t4 tl中T2信号为高电平。 即，将单位期间(t0 tl)中时刻t0 时刻t4称作“无效期间”，将时刻t4 时刻tl称作 “有效期间”。通过校正电压改变TO信号的电平，从而使得T2信号的占空比发生变化。当负载电压V5提高时校正电压降低，T2信号的占空比增大。反之，当负载电压V5降低时校正电位上升，T2信号的占空比减小。即，负载电压V5越高则T2信号的占空比越大。并且在本实施方式中，设定为即使校正电位为零，占空比也不足100%。图8是表示T2、T3、T4信号的关系的时序图。如与图7相关联地进行说明的那样， Τ2信号(有效信号)是以t0 tl、tl t2、...为单位期间的控制频率fc = 1. OkHz的交流电压信号。T2信号为高电平的期间是有效期间，T2信号为低电平的期间是无效期间。 T3信号是基准频率fs = IOMHz的高频交流电压信号。T3信号也可以是正弦波，而此处以矩形波(数字波形)的情况进行说明。信号生成电路122仅在有效期间内使T3信号作为 T4信号通过。S卩，T2信号与T3信号的逻辑积是T4信号。作为交流电压信号的T4信号通过运算放大器110而放大，作为Tll信号从发送线圈L6向接收线圈L5发送出去。有效期间与无效期间的占空比通根据校正电压而发生变化。 校正电压越低(负载电压V5越高)则有效期间就越长。将单位期间内有效期间所占的比率称作“T11信号(输出信号)的占空比”。图9是示意性表示在馈电线圈L2与受电线圈L3之间产生的电磁场的波形的图。 电力波形138表示由馈电线圈L2向受电线圈L3馈电的交流电力的波形。电力波形138的频率在共振频率frl = IOOkHz附近。信号波形156表示由发送线圈L6发送给接收线圈 L5的Tll信号的波形。信号波形156的频率是基准频率fs = IOMHz0其中，Tll信号仅在有效期间内包含基准频率fs的信号成分。并且，规定Tll信号的占空比的控制频率fc = 1. OkHz比共振频率frl = IOOkHz要低很多。如上，在馈电线圈L2与受电线圈L3之间产生电力波形138与信号波形156重叠的电磁场。因此需要从接收线圈L5所接收的电压信号中仅提取出输出信号(Tll信号)。图10是电压整形电路144和信号调整电路112的电路图。首先，交流电压VO通过电压整形电路144被整形为锯齿波状的T7信号。电压整形电路144中，电阻R5插入到路径上，在电阻R5上并联有二极管D4。另外，路径经由电容器C6接地。T7信号被输入到场强计128的正极端子。T7信号是表示原本的电压相位的信号。处于电力波形138与信号波形156重叠的状态的T5信号被带通滤波器158仅提取出基准频率fs成分，通过二极管D3切掉掉负成分，成为T9信号。带通滤波器158构成为使用机械共振的陶瓷滤波器。T9信号通过平滑电路160得以平滑，通过运算放大器162放大后成为TlO信号。 进而，TlO信号通过平滑电路164得以平滑，最终成为直集电压信号T6。平滑电路160包括电阻R6和电容器C7。平滑电路164包括电阻R7和电容器C8。选择电阻R7、电容器C8以使平滑电路164的时间常数大于平滑电路160的时间常数。图11是表示T9、T10、T6信号的关系的时序图。T9信号是从T5信号中提取出基准频率fs成分，并切掉负成分后的信号。T9信号具有再现作为发送对象的T4信号的信号波形。其中，由于发送损失等，T9信号的振幅比T4信号小。平滑电路160使T9信号平滑化并生成TlO信号。TlO信号是再现T2信号的信号。 进而，平滑电路164使TlO信号平滑化并生成T6信号。TlO信号的占空比越大、换言之T2 信号的占空比越大，则T6信号的信号电平就越高。总之，由于当负载电压V5变高时校正电压变高，因此输入到场强计132的负极端子的电压电平就变高。其结果导致TO信号(直流电压信号)的信号电平变低。当TO信号的信号电平变低时，T2信号的占空比变大。其结果，T6信号(直流电压信号)的信号电平变高。图12是表示T6、T7、T8信号的关系的时序图。数字信号的VO信号通过电压整形电路144被整形为锯齿波状的Τ7信号。Τ7信号是驱动频率fo的交流电压信号，是用于表示电压相位的信号。T7信号从时刻tlO起上升，在时刻til急剧下落。该时刻tlO til 的期间就是T7信号(V0信号)的单位期间。由于驱动频率fo为101 109kHz，因此单位期间的长度为0. 01 (msec)左右。T6信号是电压电平根据校正电压而变化的直流电压信号。场强计128比较T6信号和T7信号，当T7 > T6信号时产生高电平的T8信号，当T7 < T6信号时产生低电平的T8 信号。在tlO til的单位期间中的tlO tl4中T8信号为低电平，在tl4 til中T8 信号为高电平。T6信号的电平根据校正电压发生变化，从而T8信号的占空比也发生变化。 如上所述，当负载电压V5变高时，T6信号的信号电平也变高。其结果，T8信号的占空比变小，而且T8信号的上升时刻比T7信号(电压信号V0)的上升时刻晚。并且在校正电压=0且不需要调整的状态下，T6信号的电平降低到0附近。这种情况下，T8信号的上升时刻与T7信号的上升时刻实质上没有差异。图13是表示Sl信号和T8信号的关系的时序图。时刻tlO 时刻til的期间(以下称之为“第1期间”)是开关晶体管Ql导通且开关晶体管Q2截止的期间。时刻til 时刻tl2的期间(以下称之为“第2期间”)是开关晶体管Ql截止且开关晶体管Q2导通的期间，时刻tl2 时刻tl3的期间(以下称之为“第3期间”)是开关晶体管Ql导通且开关晶体管Q2截止的期间，时刻tl3 时刻tl6的期间(以下称之为“第4期间”)是开关晶体管 Ql截止且开关晶体管Q2导通的期间。在时刻tlO，交流电压V0(S2信号)从最低值变化为最大值。在第1期间结束的时刻t 11，交流电压V0(S2信号)从最大值变化为最低值。以下将如时刻tlO那样S2信号上升的定时称作“电压相位值”。当驱动频率fo大于共振频率frl的情况下，在馈电线圈电路120 (LC共振电路) 的阻抗Z中显现出感应性电感成分，电流IS的电流相位比电压相位延迟。表示电流相位的 Sl信号在比时刻tlO晚的时刻tl8上升。以下将时刻tl8那样Sl信号上升的定时称作“电流相位值”。图13的情况下，tl0-tl8表示相位差。tl0-tl8 < 0，因此电流相位比电压相位延迟。当S2信号在时刻tlO上升时，T7信号的电平也开始上升。在S2信号成为低电平的时亥Ij tll，T7信号也急剧下降。T6信号是根据校正电压的大小电平发生变化的直流电压信号。在图13中，示出了检测校正电压，负载电压V5偏离期望值的状态。T7信号和T6信号分别被输入到场强计128的正极端子和负极端子，其输出成为 T8信号。T7 > T6时T8为高电平，T7 < T6时T8为低电平。图13中，时刻tlO后的时刻 tl4(以下将这样的定时称之为“校正后的电压相位值”)T7 > T6。T6信号的电压电平成为确定校正后的电压相位值的“基准值”。相位比较电路150比较Sl信号的上升时刻tl8与T8信号的上升时刻tl4，检测相位差td。实际的相位差为tl0-tl8( < 0)，而通过相位比较电路150识别出的相位差为 tl4-tl8(>0)。相位比较电路150输出与tl4-tl8对应的相位差指示电压SC。尽管实际上电流相位延迟，然而VC0202根据相位差td判断为电流相位比电压相位提前。换言之，判断为驱动频率fo小于共振频率frl，提高驱动频率fo以消除相位差。其结果是，通过反馈控制使得电力传输效率降低，负载电压V5被抑制，T6信号的电平降低，相位差得以消除。例如，当负载LD的电阻值变高时负载电流15减小，负载电压V5上升(参见图3)。 当负载电压V5上升时计测电位上升，TO信号(直流电压信号)的电压电平降低。当TO信号的电压电平降低时，T2信号的占空比变大(参见图7)。其结果，T4信号(输出信号)的占空比也变大(参见图8)。如果T4信号的占空比变大，则T6信号(直流电压信号)的电压电平变高，T8信号的相位(校正后的电压相位)延迟。由于Sl信号的上升时刻(电流相位)比T8信号的上升时刻(校正后的电压相位)提前，因此相位比较电路150识别为电流相位比电压相位提前。由于使电流相位延迟，因此相位比较电路150通过相位差指示电压SC向VC0202指示驱动频率fo的提高。共振频率fr与驱动频率fo的背离进一步加大，电力传输效率降低(参见图6)，因此负载电压V5降低。通过这种反馈控制，能将负载电压V5维持在恒定值。即使负载电压V5降低时也进行同样的反馈控制。即便T6信号的信号电平降低，校正后的电压相位值也不会比校正前的电压相位值提前。因此，驱动频率fo始终被控制在比共振频率fr高的范围，易于进行稳定的控制。第2实施方式图14是第2实施方式和后述第4实施方式的无线电力传输系统100的原理图。第 2实施方式的无线电力传输系统100也具有无线馈电装置116和无线受电装置118。其中， 无线受电装置118具有受电LC共振电路302，而无线馈电装置116不具有馈电LC共振电路 300。即，馈电线圈L2没有成为LC共振电路的一部分。更具体而言，馈电线圈L2不与包含于无线馈电装置116中的其他电路要素形成共振电路。不向馈电线圈L2串联或并联插入电容器。因此，馈电线圈L2在传输电力时的频率时处于非共振状态。馈电电源VG向馈电线圈L2馈送共振频率frl的交流电流。馈电线圈L2虽然不共振，然而产生共振频率frl的交流磁场。受电LC共振电路302通过该交流磁场而产生共振。其结果是，在受电LC共振电路302中流过较大交流电流。通过本发明人的研究，得出了在无线馈电装置116中不一定需要形成LC共振电路的结论。馈电线圈LS并非馈电LC 共振电路的一部分，因此作为无线馈电装置116而言，在共振频率frl时不会转移到共振状态。一般而言，可以认为磁场共振型无线馈电会在馈电侧和受电侧双方形成共振电路，通过使各个共振电路以相同的共振频率frl ( = frO)共振，从而能实现较大电力的输电。然而
19已知，即便是不具有馈电LC共振电路300的无线馈电装置116，只要无线受电装置118具有受电LC共振电路302，则能实现磁场共振型的无线馈电。即便馈电线圈L2与受电侧线圈L3磁场耦合，由于省略了电容器C2，因而不会形成新的共振电路(由于共振电路彼此的耦合而形成的新的共振电路)。这种情况下，馈电线圈 L2与受电侧线圈L3的磁场耦合变得越强，则越会对受电LC共振电路302的共振频率带来影响。通过把该共振频率、即共振频率frl附近的频率的交流电流馈送给馈电线圈L2，从而能实现磁场共振型的无线馈电。另外，由于不需要电容器C2，因此在尺寸和成本方面而言也是具有优势的。图15是第2实施方式的无线电力传输系统100的系统构成图。在第2实施方式的无线电力传输系统100中，省略了电容器C2。其他方面都与第1实施方式相同。第3实施方式图16是第3实施方式的无线电力传输系统100的系统构成图。第3实施方式的无线电力传输系统100基于的是与图1相关联地进行了说明的工作原理。S卩，馈电线圈L2 以共振频率frl进行共振，同时将共振频率frl的交流电力馈送给受电线圈L3。无线电力传输系统100具有无线馈电装置116和无线受电装置118。无线馈电装置116作为基本构成具有输电控制电路200、馈电线圈电路120、信号调整电路112、相位检测电路114。无线受电装置118作为基本构成具有受电线圈电路130、负载电路140和信号生成电路122。第 3实施方式的无线馈电装置116也构成为不经由激励线圈而直接驱动馈电线圈L2。在馈电线圈电路120所具有的馈电线圈L2和受电线圈电路130所具有的受电线圈L3之间存在0.2 1.0m左右的距离(以下称之为“线圈间距离”)。无线电力传输系统 100的主要目的在于以无线形式从馈电线圈L2向受电线圈L3输送交流电力。本实施方式中说明的是共振频率frl = IOOkHz的情况。并且，本实施方式的无线电力传输系统例如还可以通过ISMandustry Science Medical)频带那样的高频带来进行工作。低频带则具有易于抑制开关晶体管(后述)的成本和开关损失、电波法限制较少的优势。馈电线圈电路120是馈电线圈L2、电容器C2、变压器T2 二次线圈Li串联而成的电路。变压器T2 二次线圈Li与变压器T2 —次线圈Lb —起形成耦合变压器T2，通过电磁感应从输电控制电路200馈送交流电力。电源电压较大时，可能会在输电控制电路200中流过较大的电流。于是，变压器T2被设定为变压器T2 二次线圈Lb的缠绕数>变压器T2 二次线圈Li的缠绕数。馈电线圈L2的缠绕数为7次，导体直径为5mm，馈电线圈L2自身的形状为 280mmX 280mm的正方形。馈电线圈L2和电容器C2各自的值被设定为使馈电线圈电路120 的共振频率frl为IOOkHz。图16中，为了便于理解，将馈电线圈Ll描绘为圆形。对于其他线圈而言也相同。图16所示的各线圈的材质都是铜。在馈电线圈电路120中流过交流电流12。受电线圈电路130是受电线圈L3和电容器C3串联而成的电路。馈电线圈L2与受电线圈L3彼此相对。受电线圈L3的缠绕数为7次，导体直径为5mm，受电线圈L3自身的形状为^OmmX ^Omm的正方形。受电线圈L3和电容器C3各自的值也被设定为使得受电线圈电路130的共振频率frl为100kHz。馈电线圈L2与受电线圈L3无需为相同形状。 如果馈电线圈L2以共振频率frl = IOOkHz产生磁场，则馈电线圈L2与受电线圈L3磁性共振，在受电线圈电路130中也流过交流电流13。负载电路140是负载线圈L4经由整流电路124和计测电路126与负载LD连接的电路。受电线圈L3与负载线圈L4彼此相对。本实施方式中，受电线圈L3的线圈平面与负载线圈L4的线圈平面大致相同。因此，受电线圈L3与负载线圈L4电磁性地强耦合。负载线圈L4的缠绕数为1次，导体直径为5mm，负载线圈L4自身的形状为300mmX 300mm的正方形。在受电线圈L3中流过电流13，从而在负载电路140中产生电动势，在负载电路140 中流过交流电流14。交流电流14通过整流电路IM而被整流为直流电流。该直流电流的一部分流过计测电路126，大部分作为直流电流15流过负载LD。整流电路IM是由二极管 Dl和电容器C5构成的一般电路。后面对计测电路1 加以叙述。从无线馈电装置116的馈电线圈L2输送的交流电力被无线受电装置118的受电线圈L3所接收，作为直流电力从负载LD被取出。将施加给负载LD的电压称作“负载电压 V5”。如果将负载LD直接连接到受电线圈电路130，则受电线圈电路130的Q值变差。 因此将受电用的受电线圈电路130与取出电力用的负载电路140分离开来。为了提高电力传输效率，优选将馈电线圈L2、受电线圈L3和负载线圈L4的中心线对齐。计测电路1 具有电阻R1、R2、控制电源VS和场强计132。负载电压V5通过电阻 R1、R2被分压。将施加给电阻R2两端的电压称作“输出电压”。电阻Rl与电阻R2的连接点F的电位作为“计测电位”被输入到场强计132的负极端子。场强计132的正极端子连接有控制电源VS。将基于控制电源VS的正极端子的输入电位称作“基准电位”。场强计132放大计测电位与基准电位之差(以下称之为“校正电压”)，将该放大后的值作为TO信号输出。TO信号是直流电压信号，表示校正电压的大小。换言之，TO信号是表示负载电压V5的变化量的信号。详细情况将在后面叙述，而无线电力传输系统100 控制馈电电力以使该校正电压成为预定值，从而使输出电压(负载电压稳定。本实施方式中，当负载电压V5为目标值M(V)时，将电阻Rl、R2和基准电位设定成使校正电压为 2. 5 (V)。控制电源VS是可变直流电压源，能任意进行电压调整。信号生成电路122将直流电压信号的TO信号转换为交流电压信号的T4信号。T4 信号是表示输出电压的大小的“输出信号”，被运算放大器110放大后，作为Tll信号从发送线圈L6发送到接收线圈L5。馈电侧能通过Tll信号识别校正电压的大小。在后面与图 21、图22、图23相关联地叙述信号生成电路122的电流构成和处理内容。接着说明输电控制电路200的构成。首先在栅极驱动用变压器Tl的一次侧连接 ^VCO (Voltage Controlled Oscillator) 202。VC0202 作为产生驱动频率 fo 的交流电压 VO的“振荡器”而发挥作用。交流电压VO的波形也可为正弦波，在此说明的是矩形波(数字波形)的情况。通过交流电压VO而使得在变压器Tl 一次线圈Lh中在正负双方向上交替流过电流。变压器Tl 一次线圈Lh与变压器Tl 二次线圈Lf、变压器Tl 二次线圈Lg形成栅极驱动用耦合变压器Tl。通过电磁感应，在变压器Tl 二次线圈Lf和变压器Tl 二次线圈 Lg中也在正负双方向上交替流过电流。本实施方式的VC0202使用摩托罗拉公司制造的产品编号为MC14046B的内置单元。VC0202还具有根据从相位比较电路150输出的相位差指示电压SC(后述)，动态改变驱动频率fo的功能。
此处说明的是驱动频率fo的最小值为fol = 10IkHz，最大值为fo2 = IlOkHz的情况。相位差指示电压SC的适当范围为1.0 4.0 (V)。相位差指示电压SC与驱动频率f O 成正比。即当相位差指示电压SC = l.O(V)时驱动频率fo = fol = 101kHz, SC = 4. 0 (V) 时 fo = fo2 = 1 IOkHz。作为输电控制电路200的电源的是通过直流电源VDD充电的电容器CA、CB。电容器CA设置于图16的点C与点E之间，电容器CB设置于点E与点D之间。设电容器CA的电压(CE间电压)为VA，电容器CB的电压(ED间电压)为VB，则VA+VB (CD间电压)成为输入电压。电容器CA和CB作为直流电压源发挥作用。变压器Tl 二次线圈Lf的一端与开关晶体管Ql的栅极连接，另一端与开关晶体管 Ql的源极连接。变压器Tl 二次线圈Lg的一端与另一个开关晶体管Q2的栅极连接，另一端与开关晶体管Q2的源极连接。当VC0202以驱动频率fo产生交流电压VO时，以驱动频率 fo向开关晶体管Ql和开关晶体管Q2的各栅极交替施加电压Vx (Vx > 0)。因此，开关晶体管Ql和开关晶体管Q2以驱动频率fo交替导通/截止。开关晶体管Ql和开关晶体管Q2 是同一特性的增强型MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect iTransistor)，也可以是双极晶体管等其他晶体管。还可以取代晶体管而使用中继开关等其他开关。开关晶体管Ql的漏极与电容器CA的正极连接。电容器CA的负极经由变压器T2 一次线圈Lb与开关晶体管Ql的源极连接。开关晶体管Q2的源极与电容器CB的负极连接。 电容器CB的正极经由变压器T2 —次线圈Lb与开关晶体管Q2的漏极连接。将开关晶体管Ql的源极-漏极间电压称作源极-漏极电压VDS1、将开关晶体管Q2 的源极-漏极间电压称作源极-漏极电压VDS2。另外，将流过开关晶体管Ql的源极-漏极间的电流称作源极-漏极电流IDS1，将流过开关晶体管Q2的源极-漏极间的电流称作源极-漏极电流IDS2。关于源极-漏极电流IDS1、IDS2，将该图箭头所示的方向作为正方向，将反方向作为负方向。当开关晶体管Ql导通(ON)时，开关晶体管Q2为非导通(OFF)。此时的主电流路径(以下称之为“第1电流路径”)是从电容器CA的正极起经由点C、开关晶体管Q1、变压器T2 —次线圈Lb、点E后返回到负极的路径。开关晶体管Ql作为控制第1电流路径的导通/非导通的开关发挥作用。当开关晶体管Q2为导通(ON)时，开关晶体管Ql为非导通(OFF)。此时的主电流路径(以下称之为“第2电流路径”)是从电容器CB的正极起经由点E、变压器T2 —次线圈Lb、开关晶体管Q2、点D后返回到负极的路径。开关晶体管Q2作为控制第2电流路径的导通/非导通的开关发挥作用。将输电控制电路200中流过变压器T2 —次线圈Lb的电流称作“电流IS”。电流 IS是交流电流，将流过第1电流路径时称作正方向，将流过第2电流路径时称作负方向。当VC0202以驱动频率fo馈送交流电压VO时，以驱动频率fo交替切换第1电流路径和第2电流路径。由于驱动频率fo的交流电流IS流过变压器T2 —次线圈Lb，因此在馈电线圈电路120中也以驱动频率fo流过交流电流12。驱动频率fo越接近共振频率 frl，则电力传输效率就越高。如果驱动频率fo =共振频率frl，则馈电线圈电路120的馈电线圈L2与电容器C2成为共振状态。由于受电线圈电路130也是共振频率frl的共振电路的一部分，因此馈电线圈L2与受电线圈L3磁性共振。此时的电力传输效率最大。
其中，在第三实施方式的情况下，在驱动频率fo的工作范围内不包含共振频率 frl，因此电力传输效率不会为最大。其原因在于，负载电压V5的稳定要优先于电力传输效率的最大化。负载电压V5的变化可以通过校正电压检测出来，因此无线馈电装置116自动调整驱动频率fo以使得校正电压为零。后面叙述详细情况。共振频率frl根据馈电线圈电路120和受电线圈电路130的使用状态和使用环境而产生微妙的变化。更换了馈电线圈电路120和受电线圈电路130的情况下共振频率frl 也产生变化。或者也许还存在期望通过使电容器C2和电容器C3的静电电容为可变，而积极改变共振频率frl的情况。另外，通过本发明者的试验得知若馈电线圈L2与受电线圈L3 的线圈间距离接近到某种程度时，共振频率frl开始降低。当共振频率frl与驱动频率fo 之差发生变化时，电力传输效率发生变化。若电力传输效率发生变化，则负载电压V5发生变化。因此，为了使负载电压V5稳定，需要在共振频率frl变化时也将共振频率frl与驱动频率fο之差保持为恒定。在馈电线圈电路120中设有检测线圈LSS。检测线圈LSS是在具有通孔的铁芯 154(环形铁芯)上缠绕了 NS次的线圈。铁芯154的材质是铁氧体、硅钢板、强磁性铁镍合金(permalloy)等已知材料。本实施方式的检测线圈LSS的缠绕数NS为100次。馈电线圈电路120的电流路径的一部分也贯穿铁芯154的通孔。这表示馈电线圈电路120对铁芯154的缠绕数NP为1次。通过这种构成，检测线圈LSS与馈电线圈L2形成耦合变压器。通过由馈电线圈L2的交流电流12产生的交流磁场，使得在检测线圈LSS 中流过同相的感应电流ISS。基于等安匝法则，感应电流ISS的大小是12· (NP/NS)。在检测线圈LSS的两端连接有电阻R4。电阻R4的一端B接地，另一端A经由运算放大器142等与相位比较电路150连接。电位VSS通过运算放大器142和二极管D2被二值化，成为Sl信号。运算放大器 142在电位VSS大于第1阈值、例如0. I(V)时输出饱和电压3. O(V)，在电位VSS小于第2 阈值、例如-0. I(V)时输出饱和电压-3.0 (V)。使用二极管D2切掉负成分，从而电位VSS被转换为数字波形的Sl信号。电流12与感应电流ISS是同相的，感应电流ISS与电位VSS 是同相的。另外，流过输电控制电路200的交流电流IS与电流12同相。因此通过观察Sl 信号的波形就能计测交流电流IS的电流相位。当共振频率frl与驱动频率fo —致时，电流相位与电压相位也一致。共振频率 frl与驱动频率fo的偏差能通过电流相位与电压相位的相位差计测出来。本实施方式的无线电力传输系统100根据该相位差计测共振频率frl与驱动频率fo的偏差，从而使驱动频率fo自动追随共振频率frl的变化。相位检测电路114具有电压整形电路144、相位比较电路150和低通滤波器152。 低通滤波器152是已知的电路，为了切掉相位差指示电压SC的高频成分而被插入。本实施方式的相位比较电路150使用的是与VC0202相同的摩托罗拉公司制造的产品编号为 MC14046B的内置单元(Phase Comparator)。因此，相位比较电路150和VC0202能通过一个芯片实现。表示电流相位的Sl信号被输入到相位比较电路150。另外，通过电压整形电路144 对VC0202所产生的交流电压VO的电压波形整形之后(后述)，将其作为表示电压相位的 T8信号输入到相位比较电路150。相位比较电路150根据S1、T8信号检测出电流相位和电压相位的偏差(相位差)，生成表示相位差大小的相位差指示电压SC。通过相位差的检测来检测共振频率frl与驱动频率fo的偏差的大小。按照相位差指示电压SC控制驱动频率 fo，从而能将驱动频率fo与共振频率frl的相位差保持为恒定。例如，如果驱动频率fo与共振频率frl相背离，则相位差变大，因而相位比较电路 150只要产生相位差指示电压SC以减小该相位差即可。因此，即使共振频率frl产生变化， 也能将电力传输效率保持为恒定，使负载电压V5稳定。将在后面与图25相关联地详细叙述电压整形电路144和信号调整电路112的电路构成，与图四相关联地详细叙述Sl信号与T8信号的关系。并且，还可以在变压器Tl 一次线圈Lh的两端并联电阻，对交流电压VO分压以作为S2信号。通过分压，即使VC0202所产生的交流电压VO较大，也能降压为易于处理的电压。还可以根据源极-漏极电压VDSl、VDS2和源极-栅极电压VGSl、VGS2等计测电压相位。另外，例如共振频率frl恒定的情况下，有时负载电压V5也发生变化。例如，当负载LD为可变电阻器时或更换负载LD本身时，负载电压V5会发生变化。本实施方式中，将负载电压V5的变化作为校正电压的变化检测出来，自动调整驱动频率fo以使得校正电压为零，从而使负载电压V5稳定。校正电压的大小作为Tll信号(交流磁场信号)从发送线圈L6被传递到接收线圈L5。接收线圈L5将作为交流磁场信号的Tll信号作为交流电压信号T5检测出来，提供给信号调整电路112。信号调整电路112将交流电压信号T5转换为直流电压信号T6。T6 信号的信号电平与负载电压V5成正相关的关系。在后面与图27相关联地对从T5信号向 T6信号的转换过程加以叙述。场强计128的正极端子被输入从电压整形电路144输出的T7信号(电压相位)， 负极端子被输入从信号调整电路112输出的T6信号(表示校正电压的信号)。通过场强计 128根据T6信号对T7信号进行相位调整，输出作为校正电压相位的T8信号(交流电压信号)。当负载电压V5为期望值即M(V)时、即校正电压为2. 5(V)时，T6信号为预定值 (以下称之为“平衡值”)。通过平衡值校正T8信号的相位，使其比T7信号的相位延迟。相位比较电路150根据Sl信号和T8信号(=T7信号)检测交流电力的电压相位与电流相位的相位差，输出相位差指示电压SC。VC0202根据相位差指示电压SC，调整驱动频率fo。 更为具体地，VC0202通过改变交流电压VO的脉冲宽度，从而改变驱动频率fo。当校正电压并不为2. 5 (V)时，相位比较电路150根据Sl信号和T8信号检测交流电力的电压相位与电流相位的相位差，输出相位差指示电压Sc。当校正电压比2.5(V)高时，T8信号的相位进一步延迟。而当校正电压低于2. 5 (V)时，T8的相位提前。无论如何， T8信号是按照T6信号对T7信号进行了相位调整后的信号，因而并非表示实际的电压相位的信号。将在后面与图四相关联地进一步叙述关于基于校正电压的调整逻辑。图17是各线圈的结构图。首先，在馈电侧，实际在馈电线圈L2的内侧收容着接收线圈L5。换言之，馈电线圈L2的线圈平面与接收线圈L5的线圈平面是一致的。馈电线圈L2是用于向受电线圈L3发出馈电电力的线圈，接收线圈L5是用于从发送线圈L6接收 Tll信号的线圈。接收线圈L5的缠绕数为1次，导体直径为5mm，接收线圈L5自身的形状是^OmmX^Omm的正方形。在受电侧，在受电线圈L3的内侧收容着发送线圈L6。另外，在受电线圈L3的外侧设置有负载线圈L4。即，受电线圈L3、负载线圈L4、发送线圈L6的线圈平面是相同的。受电线圈L3是用于接受馈电电力的线圈，发送线圈L6是用于发送Tll信号的线圈。发送线圈L6的缠绕数为1次，导体直径为5mm，发送线圈L6自身的形状为260mmX^0mm的正方形。如上，在本实施方式中，馈电线圈L2、接收线圈L5、负载线圈L4、受电线圈L3、发送线圈L6彼此的中心轴是一致的。接收线圈L5的形状简单，能够紧凑地与馈电线圈L2形成为一体。同样地，发送线圈L6的形状也简单，能够紧凑地与受电线圈L3和负载线圈L4形成为一体。图18是表示负载电流15与负载电压V5的关系的图表。横轴表示流过负载LD的负载电流L5(直流)的大小，纵轴表示负载电压V5。非调整时特性134表示不进行基于校正电压的调整时的电流/电压特性。处于非调整时特性134的情况下，若负载LD变大则负载电流15减小，负载电压V5增大。反之，若负载LD变小则负载电流15增大，负载电压V5 减小。如上，即使在馈电电力一定的情况下，如果变更负载LD，则负载电压V5也变化。处于非调整时特性134的情况下，当负载电流15为0㈧时，负载电压V5可能上升到60 (V)左右，根据情况有时还可能超过负载LD的额定值。本实施方式的无线电力传输系统100实现了调整时特性136所示的电流/电压特性。具体而言，根据校正电压调整T8信号，从而改变电力传输效率，使负载电压V5稳定。图19是表示线圈间距离d与负载电压V5的关系的图表。横轴表示馈电线圈L2 与受电线圈L3的线圈间距离d、纵轴表示负载电压V5。非调整时特性146表示不进行基于校正电压的调整时的电压/距离特性。如上所述，共振频率frl会随着线圈间距离d发生变化。当共振频率frl发生变化，驱动频率fo与共振频率frl之差变化时，电力传输效率发生变化。即便使驱动频率fo追随共振频率frl，负载电压V5也会根据线圈间距离d而多少发生变化。本实施方式的无线电力传输系统100实现了调整时特性148所示的电压/距离特性。根据校正电压调整T8信号，从而改变电力传输效率，使负载电压V5稳定。图20是表示馈电线圈电路120的阻抗Z与驱动频率fo的关系的图表。纵轴表示馈电线圈电路120(电容器C2与馈电线圈L2的串联电路)的阻抗Z。横轴表示驱动频率 fo。阻抗Z在共振时为最低值Siiin。共振时Snin = O是理想的状况，而由于馈电线圈电路 120中包含若干电阻成分，因此Siiin通常不为零。当驱动频率fo =共振频率frl时，阻抗Z是最低的，电容器C2与馈电线圈L2成为共振状态。若驱动频率fo小于共振频率frl，则容量性电抗处于优势地位，因而阻抗Z变大，电流相位相对于电压相位提近。反之，若驱动频率fo大于共振频率frl，则感应性电抗处于优势地位，阻抗Z变大，电流相位相对于电压相位延迟。驱动频率fo与共振频率frl越背离则阻抗Z越大，电力传输效率就越低。因此， 通过改变驱动频率fo与共振频率frl之差，能改变电力传输效率。图21是信号生成电路122的电路图。信号生成电路122具有合成电路168、VF转换器170和基准信号产生电路172。计测电路1 将表示校正电压的TO信号(直流电压信号)发送给VF转换器170。VF转换器170产生作为占空比50%的脉冲信号的Tl信号(交流电压信号)。Tl信号的信号频率fsl按照TO信号(校正电压)在0. 9 1. IkHz的范围内变化。图22是表示VF转换器170中信号频率fsl与TO信号的关系的图表。基准信号产生电路172产生基准频率fs2的交流电压信号T2。本实施方式的基准频率fs2是10MHz，被设定为比共振频率frl和信号频率fsl高出很多。合成电路168根据基准频率fs2的T2信号和信号频率fsl的Tl信号，产生交流电压信号T4。T4信号是表示受电侧的输出大小的“输出信号”。T4信号在通过运算放大器110放大后，被发送线圈L6 发送给无线馈电装置116。馈电侧能够根据T4信号识别校正电压的大小、即负载电压V5的变动量。图23是表示T1、T2和Τ4信号的关系的时序图。Tl信号是占空比为50%、信号频率fsl的脉冲信号，将t0 tl、tl t2、...作为单位期间。信号频率fsl根据TO信号的电平而改变。换言之，根据TO信号使得单位期间的长度发生变化。将Tl信号为高电平的期间称作“有效期间”，将Tl信号为低电平的期间称作“无效期间”。T2信号是占空比为 50%、基准频率fs2 = IOMHz的高频交流电压信号。T2信号也可为正弦波，而在此说明的是矩形波(数字波形)的情况。合成电路168仅在有效期间中使T2信号作为T4信号通过。 即，Tl信号与T2信号的逻辑积是T4信号。因此，T4信号成为包含了信号频率fsl成分与基准频率fs2成分的交流电压信号。T4信号通过运算放大器110而被放大，作为Tll信号被从发送线圈L6向接收线圈 L5发送。有效期间与无效期间的占空比不发生变化，而单位期间的长度会随着校正电压发生变化。校正电压越低(负载电压V5越高)则信号频率fsl就越高(参见图21)。图M是示意性表示在馈电线圈L2与受电线圈L3之间产生的电磁场的波形的图。 电力波形138表示从馈电线圈L2向受电线圈L3馈电的交流电力的波形。电力波形138的频率在共振频率frl = IOOkHz附近。信号波形156表示从发送线圈L6发送给接收线圈L5 的Tll信号的波形。信号波形156的频率是信号频率fsl =约1. OkHz和基准频率fs2 = IOMHz0其中，Tll信号仅在有效期间包含基准频率fs2的信号成分。如上，在馈电线圈L2与受电线圈L3之间产生电力波形138与信号波形156重叠的电磁场。因此需要从接收线圈L5接收的电压信号中仅提取出输出信号(Tll信号)。图25是电压整形电路144和信号调整电路112的电路图。首先，交流电压VO通过电压整形电路144被整形为锯齿波状的T7信号。电压整形电路144中，电阻R5被插入到路径上，在电阻R5上并联有二极管D4。另外，路径经由电容器C6接地。T7信号被输入到场强计128的正极端子中。T7信号是表示原本的电压相位的信号。处于电力波形138与信号波形156重叠的状态下的T5信号被带通滤波器158仅提取出基准频率fsl成分，被二极管D3切掉负成分，成为T9信号。带通滤波器158构成为使用机械共振的陶瓷滤波器。T9信号通过具有电阻R6和电容器C7的平滑电路160得以平滑，通过运算放大器 162放大后成为TlO信号。TlO信号是占空比50%、以信号频率fsl发生变化的脉冲状电压信号。TlO信号通过FV转换器164而成为直流电压信号T6。图沈是表示FV转换器164 中信号频率fsl与T6信号的关系的图表。被设定为信号频率fsl越高，则T6信号的电压电平越高。
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图27是表示T9、T10、T6信号的关系的时序图。T9信号是从T5信号中提取出基准频率fs2成分，并切掉负成分后的信号。T9信号具有再现T4信号的信号波形。其中，由于发送损失等，T9信号的振幅比T4信号小。平滑电路160对T9信号进行平滑化并生成TlO信号。TlO信号是再现Tl信号的信号。进而，FV转换器164按照TlO信号的信号频率fsl生成直流电压T6信号。TlO信号的信号频率fsl越大，则T6信号的信号电平就越高(参见图26)。总之，由于当负载电压V5变高时校正电压变高，因此输入到场强计132的负极端子的电压电平变高。其结果导致TO信号(直流电压信号)的信号电平变低。当TO信号的信号电平变低时，Tl信号的信号频率fsl变高。其结果，TlO信号的信号频率fsl变高，T6 信号(直流电压信号)的信号电平也变高。图观是表示T6、T7、T8信号的关系的时序图。数字信号的VO信号通过电压整形电路144被整形为锯齿波状的T7信号。T7信号是驱动频率fo的交流电压信号，是用于表示电压相位的信号。T7信号从时刻tlO起上升，在时刻til急剧下落。该时刻tlO til 的期间就是T7信号(V0信号)的单位期间。由于驱动频率fo为101 109kHz，因此单位期间的长度为0. 01 (msec)左右。T6信号是电压电平按照校正电压而变化的直流电压信号。场强计128比较T6信号和T7信号，当T7 > T6信号时产生高电平的T8信号，当T7 < T6信号时产生低电平的T8 信号。在tlO til的单位期间中的tlO tl4，T8信号为低电平，在tl4 tll，T8信号为高电平。T6信号的电平按照校正电压而发生变化，从而T8信号的占空比发生变化。如上所述，当负载电压V5变高时，T6信号的信号电平变高。其结果，T8信号的占空比变小，而且 T8信号的上升时刻延迟。图四是表示Sl信号和T8信号的关系的时序图。时刻tlO 时刻tll的期间(以下称之为“第1期间”)是开关晶体管Ql导通且开关晶体管Q2截止的期间。时刻tll 时刻tl2的期间(以下称之为“第2期间”)是开关晶体管Ql截止且开关晶体管Q2导通的期间，时刻tl2 时刻tl3的期间(以下称之为“第3期间”)是开关晶体管Ql导通且开关晶体管Q2截止的期间，时刻tl3 时刻tl6的期间(以下称之为“第4期间”)是开关晶体管 Ql截止且开关晶体管Q2导通的期间。在时刻tlO，交流电压V0(S2信号)从最低值变化为最大值。在第1期间结束的时刻t 11，交流电压V0(S2信号)从最大值变化为最低值。以下将时刻tlO那样S2信号上升的定时称作“电压相位值”。当驱动频率fo大于共振频率frl的情况下，在馈电线圈电路120 (LC共振电路) 的阻抗Z中显现感应性电感成分，电流IS的电流相位比电压相位延迟。表示电流相位的Sl 信号在比时刻tlO晚的时刻tl8上升。以下将时刻tl8那样Sl信号上升的定时称作“电流相位值”。图27的情况下，tl0-tl8表示相位差。tl0-tl8 < 0，因此电流相位相对于电压相位延迟。当S2信号在时刻tlO上升时，T7信号的电平也开始上升。在S2信号成为低电平的时刻tll，T7信号也急剧下降。T6信号是电平根据校正电压的大小而发生变化的直流电压信号。T7信号和T6信号分别被输入到场强计1 的正极端子和负极端子，其输出为T8信号。T7 > T6时T8为高电平，T7 < T6时T8为低电平。图四中，时刻tlO后面的时刻tl4(以下将这样的定时称之为“校正后的电压相位值”)，T7 > Τ6。Τ6信号的电压电平成为确定校正后的电压相位值
的“基准值”。相位比较电路150比较Sl信号的上升时刻tl8与T8信号的上升时刻tl4，检测相位差td。实际的相位差为tl0-tl8( < 0)，而通过相位比较电路150识别出的相位差为 tl4-tl8(>0)。相位比较电路150输出与tl4-tl8对应的相位差指示电压SC。尽管实际上电流相位延迟，然而VC0202根据相位差td判断为电流相位比电压相位提前。换言之，判断为驱动频率fo小于共振频率frl，提高驱动频率fo以消除相位差。其结果是，通过反馈控制使得电力传输效率降低，抑制负载电压V5，T6信号的电平降低，相位差得以消除。例如，当负载LD的电阻值变高时负载电流15减小，负载电压V5上升(参见图18)。 当负载电压V5上升时计测电位上升，TO信号(直流电压信号)的电压电平降低。当TO信号的电压电平降低时，信号频率fsl变大(参见图22)。如果信号频率fsl 变大，则T6信号(直流电压信号)的电压电平变高，T8信号的相位(校正后的电压相位) 延迟。由于Sl信号的上升时刻(电流相位)比T8信号的上升时刻(校正后的电压相位) 提前，因此相位比较电路150识别为电流相位比电压相位提前。为了使电流相位延迟，相位比较电路150通过相位差指示电压SC指示VC0202提高驱动频率fo。共振频率frl与驱动频率f0的背离进一步加大，电力传输效率降低(参见图20)，因此负载电压V5降低。通过这种反馈控制，能将负载电压V5维持在恒定值。即使在负载电压V5降低时也进行同样的反馈控制。负载电压V5为目标值对⑴时，校正电压为2.5(V)。因此，即使当负载电压V5与目标值一致时，校正后的电压相位值也比实际的电压相位值延迟。通过增减校正电压，使得相位延迟的大小发生增减。并且，即便T6信号的信号电平降低，校正后的电压相位值也不会比校正前的电压相位值提前。因此，驱动频率fo始终被控制在比共振频率frl高的范围，易于进行稳定的控制。第4实施方式图30是第4实施方式中无线电力传输系统100的系统构成图。第4实施方式的无线传输系统100基于与图14相关联地说明的工作原理。即，馈电线圈L2在保持非共振的状态下以共振频率frl向受电线圈L3馈送交流电力。第4实施方式中的无线馈电装置 116中省略了电容器C2。其他方面都与第3实施方式相同。以上根据实施方式说明了无线电力传输系统100。在磁场共振型无线馈电的情况下，能通过共振频率frl与驱动频率fo之差控制电力传输效率。即便共振频率frl发生变化，也能自动使驱动频率fo追随该变化，因此即便使用条件变化，也易于将电力传输效率维持在恒定。另外，即便负载LD和线圈间距离d发生变化，也能通过基于校正电压的反馈控制将负载电压V5保持为恒定。根据校正电压来改变T8信号，能在事后调整电力传输效率。根据本发明者的试验，通过T6信号的电平调整，未确认到产生有意义的电力损失。接收线圈L5不仅接收作为输出信号的Tll信号，还接收馈电电力的一部分(参见图9、图2 。信号调整电路112通过带通滤波器158，从接收线圈L5所接收的交流电压中仅提取出信号成分。基准频率fs = IOMHz和共振频率frl = IOOkHz的频带差异很大，因此易于将两个频率分离开来。另外，接收线圈L5和发送线圈L6能形成为简单的圆形或四边形的1次缠绕线圈。并且，可以在受电侧手动调整基准电位。不仅在计测电位变化时，当基准电压变化时也检测校正电压，其结果使得电力传输效率得以调整。例如，若进行使基准电位降低，使计测电位降低的反馈控制，则负载电压V5也降低。S卩，能够在受电侧控制馈电电力。以上根据实施方式说明了本发明。实施方式仅为示例，对于本领域普通技术人员而言，应该能够理解可在本发明权利要求范围内实施各种变形和变更，而且这种变形例和变更也属于本发明的权利要求范围。因此本说明书中的描述和附图并不是限定性的，而应作为例证来对待。输电控制电路200是半桥型电路，还可以通过使用了 4个MOS-FET的全桥式电路或推挽电路来形成。电压整形电路144产生的T7信号和控制信号产生电路170产生的Tl 信号不限于锯齿波形，可以为三角波或正弦波等，只要是在预定期间内电压值渐增或渐减的交流信号即可。本实施方式中，说明的是调整电压相位，还可以通过TO信号调整电流相位。另外，不限于输出电压，还可以根据电流和电力等进行反馈控制。在无线电力传输系统100中传输的“交流电力”不限于能量，还可以作为信号进行传输。以无线方式来发送模拟信号或数字信号的情况下，也能应用本发明的无线电力传输方法。
权利要求
1.一种无线馈电装置，其用于根据馈电线圈和受电线圈的磁场共振现象，从上述馈电线圈向上述受电线圈进行无线馈电，该无线馈电装置的特征在于，具有上述馈电线圈；输电控制电路，其以驱动频率向上述馈电线圈馈送交流电力，从而使得从上述馈电线圈向上述受电线圈馈送上述交流电力；相位检测电路，其检测上述交流电力的电压相位与电流相位的相位差；接收线圈，其从上述交流电力的受电侧接收以占空比表示输出的输出信号；以及信号调整电路，其按照上述占空比对上述输出信号进行直流转换，上述输电控制电路调整上述驱动频率以减小上述相位差，进而，上述相位检测电路按照进行了上述直流转换后的输出信号的信号电平，事后调整对上述电压相位和上述电流相位双方或其中一方检测出的相位值。
2.根据权利要求1所述的无线馈电装置，其特征在于，上述相位检测电路比较上述交流电力的电压电平成为第1基准值的定时即第1相位值与上述交流电力的电流电平成为第 2基准值的定时即第2相位值，从而检测上述相位差，按照上述信号电平变更上述第1基准值和第2基准值双方或其中一方，从而对上述第1相位值和第2相位值双方或其中一方进行事后调整。
3.根据权利要求1所述的无线馈电装置，其特征在于，上述接收线圈为1次缠绕线圈。
4.根据权利要求1所述的无线馈电装置，其特征在于，上述接收线圈的线圈平面与上述馈电线圈的线圈平面大致相同。
5.根据权利要求1所述的无线馈电装置，其特征在于，上述信号调整电路通过带通滤波器从在上述接收线圈中检测出的交流电压中提取出上述输出信号成分。
6.根据权利要求1所述的无线馈电装置，其特征在于，上述输电控制电路使得从处于与馈电侧的电路要素实质上非共振的状态的上述馈电线圈向上述受电线圈馈送上述交流电力。
7.根据权利要求1所述的无线馈电装置，其特征在于，上述馈电线圈不与馈电侧的电路要素形成以上述受电线圈的共振频率作为共振点的共振电路。
8.根据权利要求1所述的无线馈电装置，其特征在于，上述无线馈电装置是未向上述馈电线圈串联或并联地插入电容器的结构。
9.一种无线受电装置，其通过受电线圈接收从权利要求1至8中任一项所述的无线馈电装置无线馈送的交流电力，其特征在于，上述无线受电装置具有受电线圈电路，其包含上述受电线圈和电容器；负载电路，其具有与上述受电线圈进行磁耦合以从上述受电线圈接收上述交流电力的负载线圈和被从上述负载线圈提馈电力的负载；信号生成电路，其生成利用占空比表示施加给上述负载电路的一部分的输出电压的输出信号；以及发送线圈，其将上述输出信号发送给上述无线馈电装置。
10.根据权利要求9所述的无线受电装置，其特征在于，上述信号生成电路发送上述输出信号，作为利用上述占空比表示上述输出电压与基准电压的差值的信号。
11.根据权利要求9所述的无线受电装置，其特征在于，上述信号生成电路具有控制信号产生电路，其以控制频率产生控制信号；以及比较电路，其在上述控制信号的信号电平与上述输出电压之间预定的大小关系成立时，产生有效信号，通过上述有效信号的占空比确定上述输出信号的占空比。
12.根据权利要求11所述的无线受电装置，其特征在于，上述信号生成电路还具有产生比上述控制频率高的基准频率的基准信号的基准信号产生电路，上述信号生成电路以处于上述有效信号的产生期间为条件，将上述基准信号作为上述输出信号进行发送。
13.根据权利要求9所述的无线受电装置，其特征在于，上述发送线圈是1次缠绕线圈。
14.根据权利要求9所述的无线受电装置，其特征在于，上述发送线圈的线圈平面与上述受电线圈的线圈平面大致相同。
15.一种无线电力传输系统，其用于根据馈电线圈与受电线圈的磁场共振现象，从上述馈电线圈对上述受电线圈无线馈电，其特征在于，该无线电力传输系统具有输电控制电路，其以驱动频率向上述馈电线圈馈送交流电力； 负载电路，其具有与上述受电线圈磁耦合从而从上述受电线圈接收上述交流电力的负载线圈和被从上述负载线圈提馈电力的负载；信号生成电路，其生成利用占空比表示施加给上述负载电路的一部分的输出电压的输出信号；发送线圈，其将所生成的上述输出信号发送给馈电侧； 接收线圈，其接收所发送的上述输出信号；信号调整电路，其按照上述占空比对所接收的上述输出信号进行直流转换；以及相位检测电路，其检测上述交流电力的电压相位与电流相位的相位差， 上述输电控制电路调整上述驱动频率以减小上述相位差，进而，上述相位检测电路按照进行了上述直流转换后的输出信号的信号电平，事后调整对上述电压相位和上述电流相位双方或其中一方检测出的相位值。
16.—种无线馈电装置，其用于根据馈电线圈与受电线圈的磁场共振现象，从上述馈电线圈向上述受电线圈无线馈电，其特征在于，该无线馈电装置具有上述馈电线圈；输电控制电路，其以驱动频率向上述馈电线圈馈送交流电力，从而使得从上述馈电线圈向上述受电线圈馈送上述交流电力；相位检测电路，其检测上述交流电力的电压相位与电流相位的相位差； 接收线圈，其从上述交流电力的受电侧接收通过信号频率的大小来表示输出的输出信号；以及信号调整电路，其按照上述信号频率对上述输出信号进行直流转换， 上述输电控制电路调整上述驱动频率以减小上述相位差，进而，上述相位检测电路按照进行了上述直流转换后的输出信号的信号电平，事后调整对上述电压相位和上述电流相位双方或其中一方检测出的相位值。
17.根据权利要求16所述的无线馈电装置，其特征在于，上述相位检测电路比较上述交流电力的电压电平成为第1基准值的定时即第1相位值与上述交流电力的电流电平成为第2基准值的定时即第2相位值，从而检测上述相位差，通过上述输出信号变更上述第1基准值和第2基准值双方或其中一方，从而事后调整上述第1相位值和第2相位值双方或其中一方。
18.根据权利要求16所述的无线馈电装置，其特征在于，上述接收线圈是1次缠绕的线圈。
19.根据权利要求16所述的无线馈电装置，其特征在于，上述接收线圈的线圈平面与上述馈电线圈的线圈平面大致相同。
20.根据权利要求16所述的无线馈电装置，其特征在于，上述信号调整电路通过带通滤波器从在上述接收线圈中检测出的交流电压中提取出上述输出信号成分。
21.根据权利要求16所述的无线馈电装置，其特征在于，上述输电控制电路使得从处于与馈电侧的电路要素实质上非共振的状态的上述馈电线圈向上述受电线圈馈送上述交流电力。
22.根据权利要求16所述的无线馈电装置，其特征在于，上述馈电线圈不与馈电侧的电路要素形成以上述受电线圈的共振频率作为共振点的共振电路。
23.根据权利要求16所述的无线馈电装置，其特征在于，上述无线馈电装置是未向上述馈电线圈串联或并联地插入电容器的结构。
24.一种无线受电装置，其通过受电线圈接收从权利要求16至23中任一项所述的无线馈电装置无线馈送的交流电力，其特征在于，该无线受电装置具有受电线圈电路，其包含上述受电线圈和电容器；负载电路，其具有与上述受电线圈磁耦合从而从上述受电线圈接收上述交流电力的负载线圈和被从上述负载线圈提馈电力的负载；信号生成电路，其生成通过信号频率来表示施加给上述负载电路的一部分的输出电压的输出信号；以及发送线圈，其将上述输出信号发送给上述无线馈电装置。
25.根据权利要求M所述的无线受电装置，其特征在于，上述信号生成电路生成上述输出信号，作为通过上述信号频率来表示上述输出电压与基准电压的差值的信号。
26.根据权利要求对所述的无线受电装置，其特征在于，上述发送线圈是1次缠绕的线圈。
27.根据权利要求M所述的无线受电装置，其特征在于，上述发送线圈的线圈平面与上述受电线圈的线圈平面大致相同。
28.一种无线电力传输系统，其用于根据馈电线圈与受电线圈的磁场共振现象，从上述馈电线圈向上述受电线圈无线馈电，其特征在于，该无线电力传输系统具有输电控制电路，其以驱动频率向上述馈电线圈馈送交流电力； 负载电路，其具有与上述受电线圈磁耦合从而从上述受电线圈接收上述交流电力的负载线圈和被上述负载线圈提馈电力的负载；信号生成电路，其生成通过信号频率来表示施加给上述负载电路的一部分的输出电压的输出信号；发送线圈，其向馈电侧发送所生成的上述输出信号； 接收线圈，其接收所发送的上述输出信号；信号调整电路，其按照上述信号频率，对所接收的上述输出信号进行直流转换；以及相位检测电路，其检测上述交流电力的电压相位与电流相位的相位差， 上述输电控制电路调整上述驱动频率以减小上述相位差，进而，上述相位检测电路按照进行了上述直流转换后的输出信号的信号电平，事后调整对上述电压相位和上述电流相位双方或其中一方检测出的相位值。
全文摘要
本发明提供一种无线馈电装置、无线受电装置以及无线电力传输系统。在磁场共振型的无线馈电之中使负载电压稳定。基于磁共振从馈电线圈(L2)向受电线圈(L3)传输电力。VCO(202)使用驱动频率(fo)使开关晶体管(Q1)和开关晶体管(Q2)交替导通/截止，向馈电线圈(L2)馈送交流电力，从馈电线圈(L2)向受电线圈(L3)馈送交流电力。相位检测电路(114)检测电流相位与电压相位的相位差，VCO(202)调整驱动频率(fo)以使得该相位差为零。当负载电压发生变化时调整电压相位的检测值，其结果使得驱动频率(fo)被调整。
文档编号H01F38/14GK102195366SQ20111006631
公开日2011年9月21日 申请日期2011年3月18日 优先权日2010年3月19日
发明者浦野高志 申请人:Tdk株式会社