专利名称：双工器、滤波器和通信模块的制作方法
技术领域：
本发明的方面涉及双工器、滤波器和通信模块。
背景技术：
近来，开发了多频带和多系统的诸如移动电话单元的无线通信装置。单个无线通信装置具有多个无线通信装置。另一方面，仍然要求无线通信装置的小型化。因此，研究减少无线通信装置中使用的组件的数目。例如，正在研究通过移除发送线路或接收线路的级间滤波器来减少组件的数目。然而，在该情况下，要求改进滤波器的衰减特性或者改进双工器的发送端子和接收端子之间的隔离特性。作为改进滤波器的衰减特性或者双工器的隔离特性的方法，提出了一种在使用梯型声波滤波器的情况下将电感器与并联谐振器串联连接的方法。然而，利用该方法，存在会增加插入损耗的问题。日本专利申请公开N0.2011-71911 (下面称为文献I)公开了一种实现高衰减、高隔离和低损耗的滤波器。在文献I的滤波器中，相位转换器与连接到提取具有任意频带的信号的滤波器部分的谐振器并联连接。滤波器将输入到相位转换器的信号的相位转换为与谐振器处的相位相差180度的另一相位。日本专利申请公开N0.2004-242280和N0.2005-136658以及国际公开N0.W02009/025106公开了下述技术:发送信号的一部分被提取到具有电容器的线中，该发送信号的泄漏到接收侧的另一部分被通过线的信号抵消，并且改进了隔离特性。然而，文献I的滤波器难以同时实现衰减特性、隔离特性的改进以及低损耗，这是因为相位转换器将一个相位转换为与谐振器处的相位相差180度的另一相位是不容易的。
发明内容
根据本发明的方面，提供了一种双工器，该双工器包括:发送滤波器，该发送滤波器连接在天线端子和发送端子之间并且具有多个声波谐振器；接收滤波器，该接收滤波器连接在天线端子和接收端子之间并且具有多个声波谐振器；以及延迟线或者纵向耦合型谐振器，其与发送滤波器的多个声波谐振器和接收滤波器的多个声波谐振器中的至少一个并联连接并且具有至少两个IDT (叉指换能器)。根据本发明的另一方面，提供了一种滤波器，该滤波器包括:多个声波谐振器，该多个声波谐振器连接在输入端子和输出端子之间；以及延迟线或纵向耦合型谐振器，其与多个声波谐振器中的至少一个并联连接并且具有至少两个IDT (叉指换能器)。根据本发明的另一方面，提供了一种包括该双工器或者该滤波器的通信模块。
图1示出了移动电话终端的框图；图2示出了预测的移动电话终端的框图；图3示出了双工器的框图4示出了梯型声波滤波器的电路图的示例；图5示出了纵向耦合型声波谐振器滤波器的电路图的示例；图6示出了其中组合梯型声波滤波器和纵向耦合型声波谐振器滤波器的滤波器的电路图的不例；图7示出了其中组合纵向耦合型声波谐振器滤波器和声波谐振器的滤波器的电路图的不例；图8A不出了表面声波谐振器的平面图的不例；图8B示出了沿着图8A的线A-A截取的截面图的示例；图SC示出了拉夫波谐振器的截面图的示例；图8D示出了边界声波谐振器的截面图的示例；图9A示出了压电薄膜谐振器的平面图的示例；图9B示出了沿着图9A的线A-A截取的截面图的示例；图1OA示出了使用表面声波、拉夫波和边界声波的纵向耦合型声波谐振器滤波器的平面图的示例；图1OB示出了使用体声波的纵向耦合型声波谐振器滤波器的截面图；图1lA示出了根据第一比较示例的双工器的电路图；图1lB和图1lC示出了隔离特性的示例；图12A示出了抵消电路的电路图的示例；图12B和图12C示出了通过抵消电路的信号的特性的示例；图13示出了根据第一实施方式的双工器的电路图的示例；图14A示出了根据第一实施方式的双工器的隔离特性的模拟结果；图14B示出了插入损耗的模拟结果；图15A至图15E示出了抵消电路的修改实施方式；图16示出了声波延迟线的平面图的示例；图17A至图17D示出了抵消电路的连接示例；图18A示出了用于模拟的双工器的示例；图18B示出了发送滤波器的滤波特性的模拟结果；图19示出了由IDT构造的没有反射器的静电电容器的平面图；图20A示出了根据第二比较示例的双工器的电路图的示例；图20B示出了根据第二实施方式的双工器的电路图的示例；图21A示出了第二比较示例的发送滤波器芯片的平面图的示例；图21B示出了第二实施方式的发送滤波器芯片的平面图的示例；图22A示出了第二比较示例的接收滤波器芯片的平面图的示例；图22B示出了第二实施方式的接收滤波器芯片的平面图的示例；图23A至图23C示出了其上安装有第二比较示例的发送滤波器芯片和接收滤波器芯片的层压基板的平面图的示例；图24A至图24C示出了其上安装有第二实施方式的发送滤波器芯片和接收滤波器芯片的层压基板的平面图的示例；图25示出了封装的分解透视图26示出了第二比较示例和第二实施方式的双工器的隔离信号的振幅特性的测
量结果；图27A示出了通过特性的测量结果；图27B示出了 Q值的测量结果；图28A示出了单级梯型声波滤波器的电路图的示例；图28B示出了通过特性的示例；图29A示出了具有两个串联谐振器的梯型声波滤波器的电路图的示例；图29B示出了通过特性的示例；图30A示出了具有三个串联谐振器的梯型声波滤波器的电路图的示例；图30B示出了通过特性的示例；图31A示出了根据第三比较示例的双工器的电路图的示例；图31B示出了根据第三实施方式的双工器的电路图的示例；图32A示出了通过抵消电路的信号的振幅特性的模拟结果；图32B示出了相位特性的模拟结果；图33示出了构造抵消电路的纵向耦合型声波谐振器和声波谐振器的频率特性的丰吴拟结果；图34示出了第三比较示例和第三实施方式的双工器的隔离信号的振幅特性的模拟结果；图35示出了根据第三实施方式的修改实施方式的双工器的电路图的示例；以及图36示出了根据第四实施方式的通信模块的框图。
具体实施例方式首先，将描述要求改进双工器的隔离特性的原因。图1示出了移动电路终端的RF(射频)框图。如图1中所示，移动电话终端具有双工器100、天线102、功率放大器104、级间滤波器106和108以及收发器IC 110。收发器IC 110具有接收电路112、发送电路114、低噪声放大器116和118、混合器120和122、低通滤波器124和126、可变增益放大器128和130、差动器132和振荡器134。发送电路114生成发送信号。级间滤波器106允许发送信号的通过并且抑制具有不同于发送信号的频率的频率的信号。功率放大器104放大发送信号。双工器100将发送信号输出到天线102并且不将发送信号输出到接收侧。天线102发送发送信号。天线102接收接收信号。双工器100将接收信号输出到接收侧，并且不将接收信号输出到发送侧。低噪声放大器116和118放大接收信号。级间滤波器108允许接收信号的通过并且抑制具有不同于接收信号的频率的频率的信号。级间滤波器108平衡输出不平衡的输入。差动器132根据由振荡器134输出的振荡信号生成相位彼此相差90度的两个信号，并且将这两个信号分别输出到混合器120和122。混合器120和122混合接收信号和振荡信号。低通滤波器124和126允许下变频的接收信号的通过并且抑制载波信号。接收电路112接收信号并且对信号进行处理。为了缩小图1的移动电话终端，要求图2中所示的结构。如图2中所示，级间滤波器106和108和低噪声放大器116被移除，并且双工器100生成平衡信号。当级间滤波器106和108被移除时，双工器100还用作级间滤波器。即，需要双工器100的滤波器具有两个滤波器的抑制性能。具体地，需要改进滤波器特性的通频带之外的频带的抑制程度并且改进双工器的隔离特性。将描述隔离。图3示出了双工器的框图。如图3中所示，双工器具有发送滤波器136、接收滤波器138和匹配电路140。发送滤波器136连接在天线端子Ant和发送端子Tx之间。接收滤波器138连接在天线端子Ant和接收端子Rx之间。匹配电路140连接在天线端子Ant与发送滤波器136和接收滤波器138中的至少一个之间。发送滤波器136允许从发送端子Tx输入的信号中作为发送信号的发送频带的信号到天线端子Ant的通过，并且抑制具有其它频率的其它信号。接收滤波器138允许从天线端子Ant输入的信号中作为接收信号的接收频带的信号到接收端子Rx的通过，并且抑制具有其它频率的其它信号。匹配电路140是进行阻抗匹配的电路从而通过发送滤波器136的发送信号从天线端子Ant输出而没有泄漏到接收滤波器138侦U。理想地，优选的是，从发送端子Tx输入的所有发送信号被经由发送滤波器136和匹配电路140从天线端子Ant输出并且没有被输出到接收端子Rx。然而，事实是，不是所有发送信号都从发送端子Ant输出并且发送信号的一部分被经由匹配电路140和接收滤波器138输出到接收端子Rx。输入到发送端子Tx的发送信号的电功率比输入到天线端子Ant的接收信号的电功率大得多。因此，要求大大地减小输出到接收端子Rx的发送信号的比率。输入到发送端子Tx的发送信号的电功率中泄漏到接收端子Rx的电功率的比率是发送端子和接收端子之间的隔离。泄漏信号是隔离信号。并且因此，将描述实现隔离特性的改进的实施方式。[第一实施方式]首先，将描述双工器中使用的滤波器。图4示出了梯型声波滤波器的电路图的示例。如图4中所示，在输入端子Tin和输出端子Tout之间，梯型声波滤波器10具有其中声波谐振器被串联连接的串联谐振器SI至S3和其中声波谐振器被并联耦接的并联谐振器Pl和P2。图5示出了纵向耦合型声波谐振器滤波器(多模滤波器)的电路图的示例。如图5中所示，纵向耦合型声波谐振器滤波器12具有声波谐振器Rl至R3。声波谐振器Rl至R3排列在声波的传播方向上。声波谐振器R2的第一末端连接到输入端子Tin。声波谐振器R2的第二末端连接到接地。声波谐振器Rl和R3的第一末端连接到输出端子Tout。声波谐振器Rl和R3的第二末端连接到接地。图6示出了其中组合梯型声波滤波器和纵向耦合型声波谐振器滤波器的滤波器的电路图的示例。如图6中所示，梯型声波滤波器10和纵向耦合型声波谐振器滤波器12在输入端子Tin和输出端子Tout之间串联连接。梯型声波滤波器10具有串联谐振器SI和S2和并联谐振器Pl和P2。纵向耦合型声波谐振器滤波器12具有声波谐振器Rl至R3。图7示出了其中组合纵向耦合型声波谐振器滤波器和声波谐振器的滤波器的电路图的示例。如图7中所示，串联谐振器SI和纵向耦合型声波谐振器滤波器12串联连接在输入端子Tin和输出端子Tout之间。并联谐振器Pl并联连接在输入端子Tin和输出端子Tout之间。图4至图7中所示的滤波器之一可以用作双工器的发送滤波器和接收滤波器。
接下来，将描述滤波器中使用的声波谐振器的示例。图8A示出了表面声波谐振器的平面图的示例。图8B示出了沿着图8A的线A-A截取的截面图的示例。图8C示出了拉夫波谐振器的截面图的示例。图8D示出了边界声波谐振器的截面图的示例。如图8A和图SB中所示，诸如铝或铜的金属膜16设置在诸如钽酸锂(LT)或者铌酸锂(LN)的压电基板14上。金属膜16形成反射器R0、IDT0 (叉指换能器)、输入端子Tin和输出端子Tout。IDT具有两个梳状电极18。这两个梳状电极18分别连接到输入端子Tin和输出端子Tout。输入端子Tin和输出端子Tout是焊盘等等。反射器RO在IDTO的声波的传播方向上设置在IDTO的两侧。梳状电极18和反射器RO具有其间隔可与声波的波长λ比较的电极指。由IDTO激发的声波由反射器RO反射。因此，表面声波谐振器在可与声波的波长λ比较的频率处谐振。拉夫波谐振器和边界声波谐振器的平面图与图8Α中所示的相同。因此，省略其说明。如图SC中所示，在拉夫波谐振器中，提供介电膜20以覆盖金属膜16。可以使用硅氧化物膜作为介电膜20。如图8D中所示，在边界声波谐振器中，在介电膜20上进一步提供介电膜22。可以使用铝氧化物膜作为介电膜22。优选的是,介电膜22的音速高于介电膜20的音速，以便于在介电膜20中约束声波。图9Α示出了压电薄膜谐振器的平面图的示例。图9Β示出了沿着图9Α的线A-A截取的截面图的示例。如图9Α和图9Β中所示，下电极26、诸如铝氮化物的压电膜28和上电极30按顺序层压在诸如硅的基板24上。其中上电极30和下电极26夹持压电膜28并且彼此交叠的区域是谐振区域32。在谐振区域32中，在压电膜28中激发的并且竖直传播(厚度方向上振动的体波)的声波谐振。因此，谐振区域32用作谐振器。腔体34形成在基板24中并且位于谐振区域32下方。腔体34可以形成在基板24与下电极26之间。可以形成反射声波的声学多层膜来替代腔体34。可以使用图8Α至图9Β中所示的表面声波谐振器、拉夫波谐振器、边界声波谐振器以及压电薄膜谐振器中的至少一个作为图4至图7中所示的滤波器的声波谐振器。接下来，更详细地描述纵向耦合型声波谐振器。图1OA示出了使用表面声波、拉夫波和边界声波的纵向耦合型声波谐振器的平面图的示例。如图1OA中所示，IDTl至IDT3在声波的传播方向上布置在反射器RO之间。IDT2的梳状电极之一连接到输入端子Tin。另一个接地。IDTl和IDT3中的每一个的梳状电极之一连接到输出端子Tout。IDTl和IDT3中的每一个的另一梳状电极接地。图1OB示出了使用体声波的纵向耦合型声波谐振器的截面图。如图1OB中所示，以层压的方式布置具有压电膜28和夹持压电膜28的下电极26和上电极30的压电薄膜谐振器36a和36b。介电膜38设置在压电薄膜谐振器36a和36b之间。压电薄膜谐振器36a的上电极30连接到输出端子Tout。压电薄膜谐振器36a的下电极26接地。压电薄膜谐振器36b的上电极30接地。压电薄膜谐振器36b的下电极26连接到输入端子Tin。图10A和图10B中所示的纵向耦合型声波谐振器的输出是不平衡输出。然而，该输出可以是平衡输出。将描述根据第一比较示例的双工器。第一比较示例的双工器是其发送频带是1850MHz至1910MHz并且其接收频带是1930MHz至1990MHz的北美PCS (个人通信业务)中使用的双工器。图1lA示出了第一比较示例的双工器的电路图。图1lB和图1lC示出了隔离特性的示例。如图1lA中所示，在第一比较示例的双工器中，梯型声波滤波器用作发送滤波器142和接收滤波器144。发送滤波器142具有串联谐振器Sll至S14和串联谐振器Pll至P13。接收滤波器144具有串联谐振器S21至S24和并联谐振器P21至P23。匹配电路146具有连接在天线端子Ant和接地之间的电感器LI。输入到发送端子Tx的发送信号通过发送滤波器142。发送信号的大部分被从天线端子Ant输出。发送信号的一部分被输出到接收端子Rx作为隔离信号。输入到天线端子Ant的接收信号通过接收滤波器144并且输出到接收端子Rx。图1lB示出了隔离信号的振幅特性的模拟结果。图1lC示出了隔离信号的相位特性的模拟结果。如图1lB和图1lC中所示，在发送频带和接收频带中，隔离信号的抑制程度较小，并且相位波动较大。当在发送频带和接收频带中生成具有与图1lB的振幅类似的振幅并且具有与图1lC的相位相反的相位的信号路径时，认为隔离信号被抵消并且隔离信号的振幅减小。特意在发送频带和接收频带中生成具有与隔离信号类似的振幅并且具有与隔离信号相反的相位的信号的信号路径被称为抵消路径。构成抵消路径的电路被称为抵消电路。本发明人已经研究并且发现了能够利用纵向耦合型声波谐振器生成抵消路径。图12A示出了抵消电路的电路图的示例。图12B和图12C示出了通过抵消电路的信号的特性的示例。如图12A中所示，抵消电路40具有串联连接在输入端子Tin和输出端子Tout之间的静电电容器42和44以及纵向耦合型声波谐振器46。静电电容器42连接到纵向耦合型声波谐振器46的输入侧。静电电容器44连接到纵向I禹合型声波谐振器46的输出侧。纵向耦合型声波谐振器46具有三个声波谐振器Rl至R3，是使用表面声波、拉夫波、边界声波等等的纵向耦合型声波谐振器，并且具有与图1OA相同的结构。S卩，纵向耦合型声波谐振器46具有其中三个IDT在声波的传播方向上排列在反射器之间的结构。能够通过调整声波谐振器Rl至R3之间的间隔(即，输入IDT与输出IDT之间的间隔)、声波谐振器Rl至R3的电极指的节距和声波谐振器Rl至R3的开口长度(opening length)中的至少一个来调整通过抵消电路40的信号的振幅和相位。电极指的节距可以被调整为使得单个IDT具有多个电极指节距。图1OB的使用体波的纵向耦合型声波谐振器可以用作纵向耦合型声波谐振器46。在该情况下，可以通过调整介电膜38的厚度来调整通过抵消电路40的信号的振幅和相位。图12B示出了通过抵消电路的信号的振幅特性的模拟结果。图12C示出了相位特性的模拟结果。在图12B和图12C中，粗线表示通过抵消电路的信号，并且细线表示第一比较示例的双工器的隔离信号。如图12B和图12C中所示，当调整输入IDT和输出IDT之间的间隔、电极指的节距与纵向耦合型声波谐振器46的开口长度时，在发送频带和接收频带中，通过抵消电路40的信号具有与隔离信号类似的振幅并且具有与隔离信号相反的相位。纵向耦合型声波谐振器的优点在于通过调整输入IDT和输出IDT之间的间隔等等，能够容易地对相位进行调整。并且因此，将描述其中使用了抵消电路并且改进了隔离特性的根据第一实施方式的双工器。图13不出了第一实施方式的双工器的电路图的不例。第一实施方式的双工器也是在北美PCS中使用的双工器。如图13中所示，在第一实施方式的双工器中，梯型声波滤波器用作发送滤波器48和接收滤波器50。发送滤波器48、接收滤波器50和匹配电路52具有与第一比较示例相同的结构。因此，省略了其说明。抵消电路40连接在串联谐振器Sll和发送端子Tx之间的节点与串联谐振器S24和接收端子Rx之间的节点之间，在发送滤波器48的谐振器当中，串联谐振器Sll最靠近发送端子Tx，并且在接收滤波器50的谐振器当中，串联谐振器S24最靠近接收端子Rx。即，在发送端子Tx和接收端子Rx之间，抵消电路40与发送滤波器48的串联谐振器Sll至S14和接收滤波器50的串联谐振器S21至S24并联连接。抵消电路40具有与图12A相同的结构。因此，省略了说明。图14A示出了第一实施方式的双工器的隔离信号的振幅特性的模拟结果。图14B示出了插入损耗的模拟结果。在图14A和图14B中，还示出了第一比较示例的双工器的模拟结果，以便于进行比较。粗线表示第一实施方式的模拟结果。细线表示第一比较示例的模拟结果。如图12B和图12C中所示，当适当地调整抵消电路40的纵向耦合型声波谐振器46的参数时，通过抵消电路40的信号具有与隔离信号类似的振幅特性并且具有与隔离信号相反的相位。因此，通过抵消电路40的信号能够抵消隔离信号。如图14A中所示，在第一实施方式中，与第一比较示例相比，在发送频带和接收频带中，隔离被改进了大约10dB。如图14B中所示，在发送滤波器48和接收滤波器50的插入损耗方面，第一实施方式和第一比较示例之间几乎不存在差异。即，即使连接了抵消电路40，插入损耗也几乎不增加。这是因为当静电电容器42和44串联连接到纵向耦合型声波谐振器46时，抵消电路40的输入输出阻抗增加并且流入抵消电路40的信号量受到抑制。因此，优选的是，考虑流入抵消电路40的信号量和通过抵消路径的信号的振幅来确定静电电容器42和44的电容。如上所述，根据第一实施方式，包括纵向I禹合型声波谐振器46的抵消电路40与发送滤波器48和接收滤波器50并联地连接在发送端子Tx和接收端子Rx之间。因此，通过将抵消电路40与发送滤波器48和接收滤波器50的声波谐振器中的至少一个并联连接，能够改进双工器的隔离特性而没有增加插入损耗。抵消电路40不限于图12A的结构。抵消电路40可以具有根据图15A至图15E中所示的修改实施方式的结构。如图15A中所示，可以不连接输出侧的静电电容器44。如图15B中所示，可以不连接输入侧的静电电容器42和输出侧的静电电容器44。在图15B的情况下，可以不连接静电电容器42和44。因此要求在设计纵向耦合型声波谐振器46时增强抵消电路40的输入输出阻抗。如图15C中所示，纵向耦合型声波谐振器46可以具有两个声波谐振器Rl和R2。S卩，在纵向耦合型声波谐振器46中，仅需要至少两个IDT在声波的传播方向上排列在反射器之间。如图1 中所示，可以连接声波谐振器54和56来替代静电电容器42和44。对声波谐振器54和56的谐振频率的调整抑制了流入抵消电路的信号量。如图15E中所示，声波谐振器58可以连接在声波谐振器54和纵向耦合型声波谐振器46之间的节点与接地之间。因此，提供到纵向耦合型声波谐振器46的电力受到抑制，并且能够改进耐电性。在抵消电路40中，可以使用声波延迟线来替代纵向耦合型声波谐振器46。图16示出了声波延迟线60的平面图的示例。如图16中所示，声波延迟线60具有至少两个IDT(IDT1和IDT2)。IDTl的梳状电极中的一个连接到输入端子Tin。另一个接地。IDT2的梳状电极中的一个连接到输出端子Tout。另一个接地。IDTl和IDT2排列在声波的传播方向上。在IDTl和IDT2的外部没有反射器。即，声波延迟线60没有谐振。即使使用声波延迟线60，则当适当地调整输入IDT和输出IDT之间的间隔、电极指之间的节距以及开口长度时，通过抵消电路40的信号也具有与隔离信号大致相同的振幅并且具有与隔离信号大致相反的相位。并且，可以通过适当地改变切趾(apodize)的结构来调整振幅和相位。因此，总结图12A和图15A至图16的描述如下，抵消电路40仅需要具有包括至少两个IDT的声波延迟线或者纵向耦合型声波谐振器。优选的是，声波谐振器或者静电电容器与声波延迟线或者纵向耦合型声波谐振器串联地连接到声波延迟线或纵向耦合型声波谐振器的输入侧或输出侧中的至少一个。更优选的是，声波谐振器或者静电电容器与声波延迟线或者纵向耦合型声波谐振器串联地连接到声波延迟线或者纵向耦合型声波谐振器的输入侧和输出侧。当声波谐振器或者静电电容器串联地连接到输入侧和输出侧中的至少一个时，容易地限制插入损耗的增加。当声波谐振器或者静电电容器串联地连接到输入侧和输出侧时，更容易限制插入损耗的增加。此外，优选的是，声波谐振器或者静电电容器与声波延迟线或者纵向耦合型声波谐振器并联地连接在该声波延迟线或者纵向耦合型声波谐振器和与该声波延迟线或者该纵向耦合型声波谐振器串联连接的另一声波谐振器或者另一静电电容器之间的节点与接地之间。因此，抑制了提供到声波延迟线或者纵向耦合型声波谐振器的电力，并且改进了耐电性。抵消电路40不限于图13中所示的结构。抵消电路40可以具有图17A至图17D中所示的连接结构。如图17A中所示，抵消电路40可以连接在发送滤波器48中的任意节点和接收滤波器50中的任意节点之间。如图17B中所示，抵消电路40可以与发送滤波器48并联地连接在发送端子Tx和天线端子Ant之间。在该情况下,发送滤波器48的衰减特性得到了改进。因此，通过增加接收频带的抑制程度能够改进接收频带的隔离特性。如图17C中所示，抵消电路40可以与接收滤波器50并联地连接在接收端子Rx和天线端子Ant之间。在该情况下，接收滤波器50的衰减特性得到了改进。因此，通过增加发送频带的抑制程度，能够改进发送频带的隔离特性。如图17D中所示，可以存在与发送滤波器48并联地连接在发送端子Tx和天线端子Ant之间的单个抵消电路40。可以存在与接收滤波器50并联地连接在接收端子Rx和天线端子Ant之间的单个抵消电路40。即，可以提供多个抵消电路40。因此，抵消电路40可以连接在双工器的各节点之间。抵消电路40可以与发送滤波器48和接收滤波器50的声波谐振器之一并联地连接。这里，将描述抵消电路连接在发送端子和天线端子之间的情况下的发送滤波器的滤波特性。图18A示出了双工器用于模拟的情况。用于模拟的双工器是发送频带为1920MHz至1980MHz并且接收频带为2110MHz至2170MHz的用于W-CDMA (宽带码分多址)系统的Band I的双工器。如图18A中所示，具有静电电容器42和44以及纵向耦合型声波谐振器46的抵消电路40与发送滤波器并联地连接在发送端子Tx和天线端子Ant之间。对于双工器执行其中改变纵向I禹合型声波谐振器46的参数(输入IDT和输出IDT之间的间隔、电极指的节距和开口长度)的三种类型的模拟。图18B示出了发送滤波器的滤波特性的模拟结果。在图18B中，粗线、细线和点划线分别表示三种类型的模拟。为了进行比较，执行针对没有连接抵消电路40的情况的发送滤波器的滤波特性的另一模拟。虚线表示该结果。如图18B中所示，根据纵向耦合型声波谐振器46的参数的设置，大大地改进了GPS (全球定位系统)频带(1565MHz至1585MHz)的抑制程度，大大地改进了接收频带的抑制程度，并且大大地改进了 GPS频带和接收频带的抑制程度。并且即使连接了抵消电路40也没有增加发送频带的插入损耗。
因此，能够看到的是，使用抵消电路40改进了双工器的隔离特性和滤波器的衰减特性。即，当滤波器具有多个声波谐振器和与声波谐振器中的至少一个并联连接的抵消电路时，能够改进滤波器的衰减特性同时没有增加插入损耗。可以使用图17B的发送滤波器48、图17C的接收滤波器50和图17C的发送滤波器48和接收滤波器50作为滤波器。滤波器可以具有其中声波谐振器或者静电电容器与声波延迟线或者纵向耦合型声波谐振器串联地连接到该声波延迟线或纵向耦合型声波谐振器的输入侧和输出侧中的至少一个的结构，并且对于双工器来说也是如此。滤波器可以具有其中声波谐振器或者静电电容器与声波延迟线或者纵向耦合型声波谐振器串联地连接到该声波延迟线或纵向耦合型声波谐振器的输入侧和输出侧的另一结构。因此，容易地限制插入损耗的增加。并且，声波谐振器或者静电电容器可以与声波延迟线或者纵向耦合型声波谐振器并联地连接在该声波延迟线或者纵向耦合型声波谐振器和与该声波延迟线或者纵向耦合型声波谐振器串联连接的另一声波谐振器或者另一静电电容器之间的节点与接地之间。因此，抑制了提供到声波延迟线或者纵向耦合型声波谐振器的电力，并且改进了耐电性。在滤波器是不平衡输入和平衡输出的平衡滤波器的情况下，抵消电路仅需要与声波谐振器并联地连接在输入端子与一个输出端子之间和/或输入端子和另一输出端子之间。在该情况下，更优选的是，抵消电路与声波谐振器并联地连接在输入端子和一个输出端子之间以及输入端子和另一输出端子之间。在图12A、图15A和图15C的抵消电路40中，串联连接到纵向耦合型声波谐振器46的静电电容器42和44可以由IDT构造而没有反射器。当静电电容器并联地连接在静电电容器42与纵向耦合型声波谐振器46之间时，并联连接的静电电容器可以由IDT构造而没有反射器。图19示出了由IDT构造的没有反射器的静电电容器的平面图。当构造声波延迟线60和纵向耦合型声波谐振器46的IDT的开口长度较短时，耐电性降低并且装置可能损坏。因此优选的是，声波延迟线60和纵向耦合型声波谐振器46的IDT的开口的长度较长。开口的长度优选地为20 λ或更大，并且更优选地为40 λ或更大。“λ”是声波的波长。在第一实施方式中，发送滤波器48和接收滤波器50是梯型声波滤波器。然而，发送滤波器48和接收滤波器50可以具有图4至图7中所示的滤波器中的至少一个。表面声波谐振器、拉夫波谐振器、边界声波谐振器以及压电薄膜谐振器中的至少一个可以用作滤波器中包括的谐振器。[第二实施方式]图20Α示出了根据第二比较示例的双工器的电路图的示例。图20Β示出了根据第二实施方式的双工器的电路图的示例。第二比较示例和第二实施方式的双工器是用于北美PCS的双工器。如图20Α中所示，发送滤波器142是四级梯型声波滤波器。接收滤波器144是六级梯型声波滤波器。发送滤波器142具有串联谐振器Sll至S13和并联谐振器Pll和Ρ12。接收滤波器144具有串联谐振器S21至S24和并联谐振器Ρ21至Ρ23。表面声波谐振器用作串联谐振器和并联谐振器。匹配电路146具有连接在天线端子Ant和接地之间的电感器LI。如图20Β中所示，发送滤波器48、接收滤波器50和匹配电路52具有与第二比较示例相同的结构。因此，省略了其说明。抵消电路40a与发送滤波器48和接收滤波器50并联地连接在发送端子Tx和接收端子Rx之间。在抵消电路40a中，声波谐振器54和56以及纵向耦合型声波谐振器46串联连接。声波谐振器54连接到纵向耦合型声波谐振器46的发送端子Tx侧，并且声波谐振器56连接到纵向耦合型声波谐振器46的接收端子Rx侧。由声波谐振器Rl至R3来构造纵向耦合型声波谐振器46。表面声波谐振器用作声波谐振器54、56 和 Rl 至 R3。图21A示出了第二比较示例的发送滤波器芯片的平面图的示例。图21B示出了第二实施方式的发送滤波器芯片的平面图的示例。如图21A和图21B中所示，在发送滤波器芯片148和62中，由Al构成的金属膜设置在由LT构成的压电基板150和64上。金属膜形成每个谐振器、焊盘152和66以及互连线。凸块154和68设置在焊盘152和66上。焊盘152和66中的焊盘Ant是连接到天线端子的焊盘。焊盘Tx是连接到发送端子的焊盘。焊盘Gnd是连接到接地的焊盘。焊盘X是连接到抵消电路40a的纵向耦合型声波谐振器46的焊盘。每个谐振器对应于图20A和图20B的谐振器。因此，抵消电路40a中的声波谐振器54设置在发送滤波器芯片62上。图22A示出了第二比较示例的接收滤波器芯片的平面图的示例。图22B示出了第二实施方式的接收滤波器的平面图的示例。如图22A和图22B中所示，在接收滤波器芯片156和70中，由Al构成的金属膜设置在由LT构成的压电基板150和64上。金属膜形成每个谐振器、焊盘152和66以及互连线。凸块154和68设置在焊盘152和66上。焊盘152和66中的焊盘Ant是连接到天线端子的焊盘。焊盘Rx是连接到接收端子的焊盘。焊盘Gnd是连接到接地的焊盘。焊盘Y是连接到抵消电路40a的声波谐振器54的焊盘。每个谐振器对应于图20A和图20B的谐振器。因此，抵消电路40a中的纵向耦合型声波谐振器46和声波谐振器56设置在接收滤波器芯片70上。图23A至图23C示出了其上安装有第二比较示例的发送滤波器芯片和接收滤波器芯片的层压基板的平面图的示例。图24A至图24C示出了其上安装有第二实施方式的发送滤波器芯片和接收滤波器芯片的层压基板的平面图的示例。图23A和图24A示出了其上以倒装芯片的方式安装有发送滤波器芯片148和62以及接收滤波器芯片156和70的贴片层158和72的顶视图的示例。在图23A和图24A中，以透视的方式示出了发送滤波器芯片148和62以及接收滤波器芯片156和70。图23B和图24B示出了下面上设置有引脚焊盘160和74的引脚焊盘层162和76的顶视图的示例。以透视的方式示出了引脚焊盘160和74。虚线表示引脚焊盘160和74。图23C和图24C示出了其中以透视的方式示出引脚焊盘层162和76的下面的示例。如图23A和图24A中所示，由诸如铜的金属构成的互连线164和77设置在由诸如陶瓷的绝缘材料构成的贴片层158和72的上面上。用于抵消电路的互连线77a将设置在发送滤波器芯片62上的声波谐振器54与设置在接收滤波器芯片70上的纵向耦合型声波谐振器46和声波谐振器56电连接。导通孔166和78是其中掩埋穿过贴片层158和72的金属的导通孔。如图23B和图24B中所示，由诸如铜的金属构成的互连线164和77设置在由诸如陶瓷的绝缘材料构成的引脚焊盘层162和76的上面上。穿过贴片层158和72的导通孔166和78电连接到互连线164和77。导通孔168和80是其中掩埋穿过引脚焊盘层162和76的金属的导通孔。
如图23C和图24C中所示，穿过引脚焊盘层162和76的导通孔168和80电连接到由金属构成的引脚焊盘160和74。引脚焊盘160和74的引脚焊盘Ant是连接到天线端子的引脚焊盘。引脚焊盘Tx是连接到发送端子Tx的引脚焊盘。引脚焊盘Rx是连接到接收端子Rx的引脚焊盘。引脚焊盘Gnd是连接到接地的引脚焊盘。图25示出了封装的分解透视图。如图25中所示，由诸如陶瓷的绝缘材料构成的腔体层84设置在包括贴片层和引脚焊盘层的层压基板82上。腔体86形成在腔体层84的中心。芯片62和70以倒装芯片的方式安装在层压基板82上。由金属构成的盖88固定在腔体层84上。因此，芯片62和70被密封在腔体86中。利用这些处理，形成了其中安装有芯片62和70的封装90。图26示出了第二比较示例和第二实施方式的双工器的隔离信号的振幅特性的测量结果。在图26中，细线表示第二比较示例的隔离信号，并且粗线表示第二实施方式的隔离信号。如图26中所示，在发送频带和接收频带中，与第二比较示例相比，第二实施方式的隔离改进了大约10dB。这是因为抵消电路40a与发送滤波器48和接收滤波器50并联地连接在发送端子Tx和接收端子Rx之间。该原因与第一实施方式相同。在第二实施方式中，如图21B和图22B中所示，连接到纵向耦合型声波谐振器46的发送端子Tx侧的声波谐振器54设置在发送滤波器芯片62上，并且连接到纵向耦合型声波谐振器46的接收端子Rx侧的声波谐振器56设置在接收滤波器芯片70上。声波谐振器54衰减发送信号。因此，与声波谐振器54和56设置在发送滤波器芯片62或者接收滤波器芯片70上的情况相比，能够将发送端子Tx与接收端子Rx电绝缘。因此，能够更好地改进隔离特性。纵向耦合型声波谐振器46可以设置在发送滤波器芯片62上或者设置在接收滤波器芯片70上。在第二实施方式中，纵向I禹合型声波谐振器46和声波谐振器54和56都设置在发送滤波器芯片62和接收滤波器芯片70上。如图15E中所示，声波谐振器58可以并联地连接在声波谐振器54和纵向I禹合型声波谐振器46之间。纵向I禹合型声波谐振器46和声波谐振器54、56和58中的一部分或全部可以设置在发送滤波器芯片62和接收滤波器芯片70上。在第二实施方式中，与第一实施方式一样地，可以提供静电电容器来代替串联连接到纵向I禹合型声波谐振器46的声波谐振器54和56。声波谐振器或静电电容器可以并联地连接在声波谐振器54和纵向耦合型声波谐振器46之间。此外，声波延迟线可以用作纵向率禹合型声波谐振器46。这里，将描述声波谐振器用作电容器的情况(与声波谐振器54和56的情况类似)下的声波谐振器的Q值的检查结果。使用表面声波谐振器。在表面声波谐振器中，IDT设置在42度Y切口 LT基板上，IDT的电极指的节距“ λ ”是1.62 μ m，开口长度为19.9 λ，IDT的电极对数为59.5。测量通过特性和Q值。图27Α示出了通过特性的测量结果。图27Β示出了 Q值的测量结果。如图27Α中所示，声波谐振器的谐振频率fr为2332MHz，并且反谐振频率 fa 为 2405MHz。如图27B中所示，可以看到的是，在谐振频率fr附近，Q值为O。并且看到的是，在谐振频率fr或更大处，Q值为小值(10左右)。这可以是因为在高于谐振频率fr的频率处从IDT激发体波(辐射到压电基板中的声波)，并且体波导致损耗并且使得Q值减小。另一方面，看到的是，在低于谐振频率fr的频率处，离谐振频率fr的距离越大,Q值变得越高。例如，当Q值为40或更大时，充分地抑制了通过用作电容器的声波谐振器的信号的损耗。因此优选的是，Q值为40或更大。Q值为40处的频率f4(l为2050MHz。这里，概括fr和f4(|之间的关系。根据图27B的结果，获得公式(I)。fr=l.138Xf40 (I)这里，优选的是，在发送滤波器48的发送频带和接收滤波器50的接收频带中，声波谐振器54和56的Q值为40或更大。接收频带的上限频率为fup。当声波谐振器54和56的谐振频率fr满足公式(2)时，声波谐振器54和56的Q值在发送频带和接收频带中保持40或更大。fr > 1.138Xfup (2)这里，使用电极指的节距来描述公式(2)。其谐振频率最低的串联谐振器决定了梯型声波滤波器中的通频带的上限频率。即，其电极指的节距最宽的串联谐振器决定了上限频率。图20B的双工器中的发送滤波器48和接收滤波器50中具有较高的通频带频率的一个中的串联谐振器中其电极指的节距最宽的谐振器的电极指的节距为λ IDT。声波谐振器54和56的电极指的节距为λΜρ。在该情况下，获得公式(3)。Aidt > 1.138X Acap (3)因此，当设置了满足公式(3)的声波谐振器54和56的电极指的节距入_时，在发送频带和接收频带中，声波谐振器54和56的Q值能够为40或更大。并且，能够抑制通过声波谐振器54和56的信号的损耗。上面的描述是基于下述表面声波谐振器的测量结果，其中IDT被设置在42度Y切口 LT基板上，电极指的节距λ为1.62 μ m，开口长度为19.9 λ，并且IDT的电极对数为59.5。对于其它的谐振器执行类似的测量。结果，即使LT基板的切口角度从36度Y改变为48度Y，公式(I)的关系也没有波动。即使谐振器的电极指的节距、IDT的电极对数和开口长度改变了，公式(I)的关系也没有波动。静电电容器的Q值确定为“-1m[Z]/Re[Z]”。当纯电容器的阻抗Z为Z=R+l/j ωC(R是电阻，ω是角频率并且C是静电电容)时,获得关系“Q=l/ω CR”。当“C”和“R”是常数时，Q值的频率依赖性是1/f型(f是频率)函数。另一方面，静电电容器由谐振器制成的情况下的Q特性不是Ι/f型，如图27B中所示。原因如下。即，谐振频率与反谐振频率之间的特性为L特性(诱电性)。因此，不能够确定Q值。在谐振频率或更小处，Q值逐渐地接近uQ=I/ω CR”。在使用LT基板或者LN基板的SH波谐振器中，在略微大于反谐振频率的频率(体波的截止频率)处发生体波辐射。由体波辐射引起的损耗导致高于反谐振频率的频率处的静电电容器的Q值的极端劣化。由于该原因，在图27Β中示出了静电电容器由使用SH波的谐振器制成并且不管基板或切口角度如何的情况下的Q特性。当抵消电路40a与发送滤波器48或接收滤波器50的串联谐振器并联连接(参见图17B至图17D)时，当与抵消电路40a并联连接的串联谐振器中具有最大电极指节距的谐振器的电极指的节距为λ IDT时，仅需要满足关系“λ IDT >1.138 X Xeap ”。当抵消电路40a与发送滤波器48和接收滤波器50的串联谐振器中的至少一个并联连接(参见图17A)时，当发送滤波器48和接收滤波器50中具有较高通频带频率的一个中包括的并且与抵消电路40a并联的串联谐振器中具有最大电极指节距的谐振器的电极指的节距为λ IDT时，仅需要满足关系“ λ IDT > 1.138 X λ ΜΡ”。因此，能够抑制通过连接到声波延迟线或者纵向耦合型声波谐振器的声波谐振器的信号的损耗。优选的是，抵消电路40a中包括的声波谐振器54和56的耐电性较高。为了改进耐电性，优选的是，IDT的梳状电极中的一个经由隔离的电气导体串联连接到IDT的梳状电极中的另一个。特别地，发送信号的电力较大。因此优选的是，IDT的梳状电极经由隔离的电气导体串联连接并且改进设置在发送端子Tx侧的声波谐振器54的耐电性。在第二实施方式中，发送滤波器48和接收滤波器50是梯型声波滤波器。然而，可以使用图4至图7中所示的滤波器中的至少一个。使用表面声波谐振器作为发送滤波器48和接收滤波器50。然而，可以使用拉夫波谐振器和边界声波滤波器。在第一实施方式和第二实施方式中，描述了其发送频带为1850MHz至1910MHz并且接收频带为1930MHz至1990MHz的北美PCS中使用的双工器。然而，可以使用具有其它发送频带和其它接收频带的其它双工器。例如，可以使用其发送频带为824MHz至849MHz并且其接收频带为869MHz至894MHz的蜂窝系统中使用的双工器。[第三实施方式]第三实施方式是其中在使用梯型声波滤波器作为发送滤波器的双工器中改进发送滤波器的通频带的高频率侧的抑制频带的隔离特性的实施方式。首先，将描述梯型声波滤波器的通过特性。图28A示出了单级梯型声波滤波器的电路图的示例。图28B示出了通过特性的示例。如图28A中所示，在单级梯型声波滤波器中，串联谐振器SI串联地连接在输入端子In和输出端子Out之间，并且并联谐振器Pl并联地连接。将参考图28B描述单级梯型声波滤波器的通过特性。在图28B中，粗实线表示单级梯型声波滤波器的通过特性，细实线表示串联谐振器SI的通过特性，并且虚线表示并联谐振器Pl的通过特性。如图28B中所示，串联谐振器SI的通过量在谐振频率处为最大并且在反谐振频率fas处为最小。另一方面，并联谐振器Pl的通过量在谐振频率f；p处为最小并且在反谐振频率fap处为最大。因此，当串联谐振器SI的谐振频率与并联谐振器Pl的反谐振频率fap大致相同时，提供了具有带通特性的梯型声波滤波器。因此，在梯型声波滤波器的通过特性中，串联谐振器Si的通过特性对通频带的高频侧有影响，并且并联谐振器Pl的通过特性对通频带的低频侧有影响。然而，在单级梯型声波滤波器中，在高于通频带的频带中或者在低于通频带的频带中不会出现具有足够宽度的抑制频带。例如，存在用于使用其反谐振频率彼此不同的多个串联谐振器的方法作为用于加宽高于通频带的频带的抑制频带的方法。图29A示出了具有两个串联谐振器的梯型声波滤波器的电路图的示例。图29B示出了通过特性的示例。如图29A中所示，除了串联谐振器SI之外，其反谐振频率高于串联谐振器SI的串联谐振器S2串联连接在输入端子In和输出端子Out之间。在图29B中，粗实线表示具有两个串联谐振器的梯型声波滤波器的通过特性，并且点划线表示串联谐振器S2的通过特性。如图29B中所示，在具有两个串联谐振器的梯型声波滤波器中，反映两个串联谐振器SI和S2的反谐振特性的抑制频带出现在高于通频带的频带中。图30A示出了具有三个串联谐振器的梯型声波滤波器的电路图的示例。图30B示出了通过特性的示例。如图30A中所示，其反谐振频率高于串联谐振器S2的串联谐振器S3进一步串联连接在输入端子In和输出端子Out之间。在图30B中，粗实线表示具有三个串联谐振器的梯型声波滤波器的通过特性，并且两点划线表示串联谐振器S3的通过特性。如图30B中所示，在具有三个串联谐振器的梯型声波滤波器中，反映三个串联谐振器SI至S3的反谐振特性的抑制频带出现在高于通频带的频带中。在梯型声波滤波器中，提供了其反谐振频率彼此不同的多个串联谐振器，以便于在高于通频带的频带中产生具有足够宽度的抑制频带。当在双工器中使用梯型声波滤波器时，高频侧的隔离特性是反映梯型滤波器的串联谐振器的反谐振特性的频率特性。即，隔离信号反映梯型声波滤波器的串联谐振器的反谐振特性。并且，衰减极出现在高频侧的抑制频带中。因此，振幅特性和相位特性在抑制频带中显著地变化。因此优选的是，通过抵消电路的信号的频率特性反映串联谐振器的反谐振特性，以便于利用通过抵消电路的信号抵消隔离信号。图31A示出了根据第三比较示例的双工器的电路图的示例。图31B示出了根据第三实施方式的双工器的电路图的示例。双工器是S-CDMA系统的Band I使用的双工器(发送频带:1920MHz至1980MHz，接收频带:2110MHz至2170MHz)。如图31A中所示，第三比较示例的双工器具有发送滤波器142、接收滤波器144和匹配电路146。发送滤波器142是八级梯型声波滤波器并且具有串联谐振器Sll至S15和并联谐振器Pll至P14。接收滤波器144具有串联连接在天线端子Ant和接收端子Rx之间的声波谐振器S30至S32和纵向耦合型声波谐振器滤波器F。纵向耦合型声波谐振器滤波器F具有彼此并联连接的两个纵向耦合型声波谐振器滤波器Fl和F2。纵向耦合型声波谐振器滤波器Fl具有三个声波谐振器RlO至R12。纵向耦合型声波谐振器滤波器F2具有三个声波谐振器R13至R15。串联谐振器Sll至S15、并联谐振器Pll至P14以及声波谐振器S30至S32和RlO至R15是表面声波谐振器。匹配电路146具有连接在天线端子Ant与接地之间的电感器LI。如图31B中所示，第三实施方式的双工器具有发送滤波器48、接收滤波器50、匹配电路52和抵消电路40b。发送滤波器48、接收滤波器50和匹配电路52与第三比较示例相同。因此，将省略其描述。抵消电路40b与发送滤波器48和接收滤波器50并联地连接在发送端子Tx和接收端子Rx之间。抵消电路40b具有串联连接的声波谐振器81、83、85和87以及纵向耦合型声波谐振器46。声波谐振器81至85连接到纵向耦合型声波谐振器46的发送端子Tx侧。声波谐振器87连接到纵向耦合型声波谐振器46的接收端子Rx侧。纵向耦合型声波谐振器46具有三个声波谐振器Rl至R3。声波谐振器81至87以及Rl至R3是表面声波谐振器。在第三比较示例和第三实施方式中，使用多级梯型声波滤波器作为发送滤波器。因此，如参考图28A至图30B所描述的那样，隔离信号的衰减极处于发送滤波器的高频侧的抑制频带(接收频带)中。并且，隔离信号的振幅特性和相位特性在抑制频带中显著地变化。优选的是，适当地设置构成纵向耦合型声波谐振器46的声波谐振器Rl至R3的参数，并且通过抵消电路40b的信号的频率特性反映声波谐振器81至87的反谐振特性，以便于利用通过抵消电路40b的信号抵消隔离信号。图32A示出了通过抵消电路40b的信号的振幅特性的模拟结果。图32B示出了相位特性的模拟结果。在图32A和图32B中，粗线表示通过抵消电路40b的信号。为了进行比较，细线表示第三比较示例的双工器的隔离信号。如图32A和图32B中所示，当适当地设置纵向耦合型声波谐振器46的参数和声波谐振器81至87的反谐振频率时，在发送频带和接收频带中，通过抵消电路40b的信号具有与隔离信号大致相同的振幅并且具有与隔离信号大致相反的相位。特别地，隔离信号的衰减极位于接收频带中。然而，通过抵消电路40b的信号的衰减极位于接收频带中，并且确保了相同的振幅特性。图33示出了构成抵消电路40b的纵向耦合型声波谐振器46和声波谐振器81至87的频率特性的模拟结果。在图33中，双点划线表示纵向耦合型声波谐振器46的频率特性。实线、点线、虚线和点划线表示声波谐振器81至87的频率特性。如图33中所示，声波谐振器81至87的反谐振特性彼此不同。作为声波谐振器81至87之一的声波谐振器85的反谐振频率被设置在接收频带中。基于图32A和图33的模拟结果，可知的是，当使用声波谐振器85的反谐振特性时，在接收频带中，通过抵消电路40b的信号具有与隔离信号相同的衰减极，并且通过抵消电路40b的信号具有与隔离信号相同的振幅特性。图34示出了第三比较示例和第三实施方式的双工器的隔离信号的振幅特性的模拟结果。在图34中，粗线表示第三实施方式的模拟结果，并且细线表示第三比较示例的模拟结果。如图34中所示，与第三比较示例相比较，第三实施方式的隔离特性在发送频带和接收频带中都得到了改进。特别地，第三比较示例的隔离信号的衰减极位于接收频带中并且第三比较示例的隔离信号的振幅特性显著地变化。在第三实施方式中，隔离特性在整个接收频带中得到改进。这是因为如上所述当使用声波谐振器85的反谐振特性时，在接收频带中，通过抵消电路40b的信号具有与隔离信号相同的衰减极，并且在接收频带中确保了与隔离信号相同的振幅特性。如上所述，根据第三实施方式，抵消电路40b具有纵向耦合型声波谐振器46和串联连接到纵向耦合型声波谐振器46的声波谐振器81至87。发送滤波器48是梯型声波滤波器。因此，隔离信号的振幅特性和相位特性在发送滤波器48的高频侧的抑制频带(接收频带)中显著地变化。并且因此，适当地设置纵向耦合型声波谐振器46的参数，并且声波谐振器85的反谐振频率设置在接收频带中。因此，如参考图32A至图33所描述的，在发送频带和接收频带中，通过抵消电路40b的信号具有与隔离信号大致相同的振幅，并且通过抵消电路40b的信号的相位更接近与隔离信号大致相反的相位。因此，如图34中所示，更好地改进了双工器的隔离特性。在第三实施方式中，双工器的发送频带低于接收频带。然而，双工器的接收频带可以低于发送频带。在该情况下，接收滤波器由梯型声波滤波器构成，并且抵消电路中包括的串联连接到纵向耦合型声波谐振器的声波谐振器的反谐振频率被设置在发送频带中。因此，能够更好地改进发送频带中的隔离特性。因此，优选的是，发送滤波器和接收滤波器中具有较低的通频带频率的一个是梯型声波滤波器，抵消电路中包括的串联连接到纵向耦合型声波谐振器的声波谐振器的反谐振频率被设置在发送滤波器和接收滤波器中具有较高通频带频率的一个的通频带中。在第三实施方式中，当与图18A和18B的情况类似地，抵消电路40b连接在发送端子Tx和天线端子Ant之间时，能够改进双工器的隔离特性和发送滤波器48的衰减特性。即，当抵消电路与构成梯型声波滤波器的声波谐振器中的至少一个并联连接，并且串联连接到纵向耦合型声波谐振器的声波谐振器的反谐振频率被设置在梯型声波滤波器的高频侧的抑制频带中时，能够改进滤波器的衰减特性。在第三实施方式中，声波谐振器81至87串联连接到纵向耦合型声波谐振器46，并且声波谐振器85的反谐振频率被设置在接收频带中。然而，串联连接到纵向耦合型声波谐振器46的声波谐振器中的两个或更多声波谐振器的反谐振频率可以处于接收频带中。声波谐振器中的一个可以串联连接到纵向耦合型声波谐振器46，并且声波谐振器的反谐振频率可以设置在接收频带中。然而，优选的是，两个或更多声波谐振器串联连接到纵向耦合型声波谐振器46，这是因为在该情况下能够增加设计的自由度。其反谐振频率设置在接收频带中的串联连接到纵向耦合型声波谐振器46的声波谐振器可以连接到纵向耦合型声波谐振器46的输入侧和输出侧中的一个,或者连接到输入侧和输出侧。如参考图28A和图28B所描述的，单级梯型声波滤波器不仅在高频侧而且在低频侧不具有足够宽度的抑制频带。存在用于使用其谐振频率彼此不同的多个并联谐振器的方法作为用于加宽低于通频带的频带的抑制频带。当在双工器中使用梯型声波滤波器时，隔离特性反映梯型滤波器的并联谐振器的谐振特性。即，隔离信号反映梯型声波滤波器的并联谐振器的谐振特性。并且，衰减极出现在低频侧的抑制频带中。因此，振幅特性和相位特性在抑制频带中显著地变化。因此优选的是，通过抵消电路的信号的频率特性反映并联谐振器的谐振特性，以便于利用通过抵消电路的信号抵消隔离信号。第三实施方式的技术理念应用于下述情况。发送滤波器和接收滤波器中具有较高通频带频率的一个是梯型声波滤波器。抵消电路中包括的并联连接到纵向耦合型声波谐振器的声波谐振器的谐振频率处于发送滤波器和接收滤波器中具有较低通频带频率的一个的通频带中。在该情况下，能够更好地改进双工器的隔离特性。图35示出了根据第三实施方式的修改实施方式的双工器的电路图的示例。与第三实施方式一样，双工器是W-CDMA系统的Band I中使用的双工器(发送频带:1920MHz至1980MHz，接收频带:2110MHz至2170MHz)。如图35中所示，与第三实施方式一样，发送滤波器48是八级梯型声波滤波器并且具有串联谐振器Sll至S15和并联谐振器Pll至P14。接收滤波器50是六级梯型声波滤波器并且具有串联谐振器S21至S24和并联谐振器P21至P23。匹配电路52具有连接在天线端子Ant与接地之间的电感器LI。与第三实施方式的抵消电路40b的结构不同的是，与发送滤波器48和接收滤波器50并联地连接在发送端子Tx和接收端子Rx之间的抵消电路40c还具有与纵向耦合型声波谐振器46并联连接的声波谐振器89。声波谐振器89的谐振频率设置在发送频带中。根据第三实施方式的修改实施方式，除了纵向耦合型声波谐振器46和串联连接到纵向耦合型声波谐振器46的声波谐振器81至87之外，抵消电路40c还具有与纵向耦合型声波谐振器46并联连接的声波谐振器89。发送滤波器48和接收滤波器50是梯型声波滤波器。因此，隔离信号的振幅特性和相位特性在发送滤波器48的高频侧的抑制频带(接收频带)和接收滤波器50的低频侧的抑制频带(发送频带)中显著地变化。因此，适当地调整如第三实施方式中描述的纵向稱合型声波谐振器46的参数,并且声波谐振器85的反谐振频率设置在接收频带中。此外，声波谐振器89的谐振频率设置在发送频带中。因此，在发送频带和接收频带中，通过抵消电路40c的信号具有与隔离信号大致相同的振幅并且通过抵消电路40c的信号的相位更靠近与隔离信号大致相反的相位。因此，能够更好地改进双工器的隔离特性。在第三实施方式的修改实施方式中，双工器的接收频带可以低于发送频带。在该情况下，发送滤波器由梯型声波滤波器构成，并且抵消电路中包括的并联连接到纵向耦合型声波谐振器的声波谐振器的谐振频率被设置在接收频带中。因此，能够更好地改进接收频带中的隔离特性。在第三实施方式的修改实施方式中，当抵消电路40c连接在接收端子Rx和天线端子Ant之间时，能够改进双工器的隔离特性和接收滤波器50的衰减特性。即，当抵消电路与构成梯型声波谐振器的声波谐振器中的至少一个并联连接，并且与纵向耦合型声波谐振器并联连接的声波谐振器的谐振频率处于梯型声波滤波器的低频侧的抑制频带中时，能够改进滤波器的衰减特性。在第三实施方式的修改实施方式中，多个声波谐振器可以与纵向I禹合型声波谐振器46并联连接，并且多个声波谐振器中的至少一个的谐振频率可以设置在发送频带中。其谐振频率设置在发送频带中的与纵向耦合型声波谐振器46并联连接的声波谐振器可以连接到纵向耦合型声波谐振器46的输入侧和输出侧中的一个，或者连接到输入侧和输出侧。在第三实施方式和第三实施方式的修改实施方式中，静电电容器或者声波谐振器可以与纵向耦合型声波谐振器46串联连接以便于抑制流入抵消电路的信号量(与第一实施例类似)。纵向耦合型声波谐振器46可以是声波延迟线。此外，抵消电路40b和40c可以如第一实施方式的图17A至图17D的情况那样进行连接。此外，除了表面声波谐振器之夕卜，如参考图8C至图9B描述的那样，滤波器中的谐振器可以是拉夫波谐振器、边界声波谐振器或者压电薄膜谐振器。在第三实施方式和第三实施方式的修改实施方式中，描述了其发送频带为1920MHz至1980MHz并且其接收频带为2110MHz至2170MHz的W-CDMA系统的Bandl中使用的双工器。然而，可以使用具有其它发送频带和其它接收频带的其它双工器。例如，与第一实施方式和第二实施方式的情况类似地，可以使用北美PCS或者蜂窝系统中使用的双工器。在第一实施方式至第三实施方式的情况下，当通过抵消电路的信号抵消隔离信号，并且隔离信号的振幅特性和相位特性在发送频带和/或接收频带中显著变化时，优选的是，抵消电路具有纵向耦合型声波谐振器或延迟线。[第四实施方式]第四实施方式是具有第一实施方式至第三实施方式的双工器中任意一个的通信模块的示例。图36示出了根据第四实施方式的通信模块的框图。如图36中所示，通信模块具有天线92、天线开关94、双工器组96和放大器模块98。通信模块是用于移动电话的RF模块并且对应于多种通信系统，例如，GSM (注册商标)(全球移动通信系统)系统或者W-CDMA系统。关于GSM系统，通信模块对应于850MHz频带(GSM 850)、900MHz频带(GSM900)、1800MHz 频带(GSM 1800)和 1900MHz 频带(GSM 1900)。天线 92 能够发送和接收 GSM系统和W-CDMA系统的发送信号和接收信号。双工器组96包括多个双工器96a至96c。双工器96a至96c中的每一个对应于多个通信系统。天线开关94根据用于发送和接收信号的通信系统从双工器组96中包括的多个双工器中选择对应于该通信系统的双工器，并且连接选择的双工器和天线92。每个双工器连接到放大器模块98。放大器模块98放大由双工器96a至96c的接收滤波器接收到的信号并且将放大后的信号输出到处理单元。放大器模块98放大由处理单元生成的信号并且将放大后的信号输出到双工器96a至96c的发送滤波器。
双工器96a至96c中的至少一个是第一实施方式至第三实施方式的双工器。优选的是，能够提供其中改进双工器的隔离特性而没有增加插入损耗的通信模块。通信模块可以安装在诸如无线LAN (局域网)、个人计算机或者PDA (个人数字助理)的电子装置上。在第四实施方式中，描述了具有第一实施方式至第三实施方式的双工器的通信模块。然而，可以使用具有包括与声波谐振器中的至少一个并联连接的抵消电路的滤波器的通信模块。在该情况下，能够提供其中改进了滤波器的衰减特性而没有增加插入损耗的通信模块。本发明不限于具体描述的实施方式，而是在不偏离权利要求中记载的本发明的范围的情况下，可以包括其它实施方式和变化。
权利要求
1.一种双工器，所述双工器包括: 发送滤波器，所述发送滤波器连接在天线端子和发送端子之间，并且具有多个声波谐振器； 接收滤波器，所述接收滤波器连接在所述天线端子和接收端子之间，并且具有多个声波谐振器；以及 延迟线或者纵向耦合型谐振器，所述延迟线或者所述纵向耦合型谐振器与所述发送滤波器的所述多个声波谐振器和所述接收滤波器的所述多个声波谐振器中的至少一个并联连接并且具有至少两个叉指换能器(IDT)。
2.根据权利要求1所述的双工器，所述双工器进一步包括第一声波谐振器，所述第一声波谐振器设置在所述延迟线或者所述纵向耦合型谐振器的输入侧和输出侧中的至少一个处并且与所述延迟线或者所述纵向耦合型谐振器串联连接， 其中: 所述发送滤波器和所述接收滤波器中具有较低通频带频率的一个是梯型滤波器；并且 所述第一声波谐振器的反谐振频率处于所述发送滤波器和所述接收滤波器中具有较高通频带频率的一个的通频带中。
3.根据权利要求1或2所述的双工器，所述双工器进一步包括第二声波谐振器，所述第二声波谐振器设置在所述延迟线或者所述纵向耦合型谐振器的输入侧和输出侧中的至少一个处并且与所述延迟线或者所述纵向耦合型谐振器并联连接， 其中: 所述发送滤波器和所述接收滤波器中具有较高通频带频率的一个是梯型滤波器；并且 所述第二声波谐振器的谐振频率处于所述发送滤波器和所述接收滤波器中具有较低通频带频率的一个的通频带中。
4.根据权利要求1或2所述的双工器，所述双工器进一步包括设置在所述延迟线或者所述纵向耦合型谐振器的输入侧和输出侧中的至少一个处并且与所述延迟线或者所述纵向耦合型谐振器串联连接的声波谐振器或者静电电容器。
5.根据权利要求4所述的双工器，其中，所述声波谐振器或者所述静电电容器设置在所述延迟线或者所述纵向耦合型谐振器的输入侧和输出侧并且与所述延迟线或者所述纵向耦合型谐振器串联连接。
6.根据权利要求4所述的双工器，所述双工器进一步包括与所述延迟线或者所述纵向耦合型谐振器并联地连接在所述延迟线或者所述纵向耦合型谐振器与所述串联连接的声波谐振器或者静电电容器之间的节点与接地之间的声波谐振器或者静电电容器。
7.根据权利要求1或2所述的双工器，其中，所述纵向耦合型谐振器具有三个IDT。
8.根据权利要求1或2所述的双工器，其中，所述延迟线或者所述纵向耦合型谐振器与所述发送滤波器和所述接收滤波器并联地连接在所述发送端子和所述接收端子之间并且。
9.根据权利要求1或2所述的双工器，其中，所述延迟线或者所述纵向耦合型谐振器与所述发送滤波器并联地连接在所述发送端子和所述天线端子之间。
10.根据权利要求1或2所述的双工器，其中，所述延迟线或者所述纵向耦合型谐振器与所述接收滤波器并联地连接在所述接收端子和所述天线端子之间。
11.根据权利要求1或2所述的双工器，其中，设置了多个所述延迟线或者多个所述纵向耦合型谐振器。
12.根据权利要求4所述的双工器，其中，串联连接的所述静电电容器由IDT构成并且没有反射器。
13.根据权利要求6所述的双工器，其中，并联连接的所述静电电容器由IDT构成并且没有反射器。
14.根据权利要求6所述的双工器，其中，所述延迟线或者所述纵向耦合型谐振器、所述串联连接的声波谐振器或者静电电容器以及所述并联连接的声波谐振器或者静电电容器中的至少一个或全部设置在发送滤波器芯片和接收滤波器芯片上。
15.根据权利要求5所述的双工器，其中: 所述串联连接的声波谐振器或者静电电容器中设置在所述发送端子侧的声波谐振器或者静电电容器被设置在发送滤波器芯片上； 所述串联连接的声波谐振器或者静电电容器中设置在所述接收端子侧的声波谐振器或者静电电容器被设置在接收滤波器芯片上；并且 所述延迟线或者所述纵向耦合型谐振器被设置在所述发送滤波器芯片或者所述接收滤波器芯片上。
16.根据权利要求4所述的双工器，其中: 所述发送滤波器和所述接收滤波器是包括串联谐振器的滤波器；以及在所述发送滤波器和所述接收滤波器中具有较高通频带频率的一个中包括的与所述延迟线或者所述纵向耦合型谐振器并联连接的所述串联谐振器中具有最大电极指节距的串联谐振器的电极指节距是λ IDT，并且所述串联连接的声波谐振器的电极指节距是λΜρ时，具有λΙΙ)Τ > 1.138 X Acap的关系。
17.—种滤波器，所述滤波器包括: 多个声波谐振器，所述多个声波谐振器连接在输入端子和输出端子之间；以及延迟线或者纵向耦合型谐振器，所述延迟线或者所述纵向耦合型谐振器与所述多个声波谐振器中的至少一个并联连接并且具有至少两个叉指换能器(IDT)。
18.根据权利要求17所述的滤波器，所述滤波器进一步包括第一声波谐振器，所述第一声波谐振器设置在所述延迟线或者所述纵向耦合型谐振器的输入侧和输出侧中的至少一个处并且与所述延迟线或者所述纵向耦合型谐振器串联连接， 其中: 连接在所述输入端子和所述输出端子之间的所述多个声波谐振器构成梯型滤波器；并且 所述第一声波谐振器的反谐振频率处于所述梯型滤波器的高频侧的抑制频带中。
19.根据权利要求17所述的滤波器，所述滤波器进一步包括第二声波谐振器，所述第二声波谐振器设置在所述延迟线或者所述纵向耦合型谐振器的输入侧和输出侧中的至少一个处并且与所述延迟线或者所述纵向耦合型谐振器并联连接， 其中: 连接在所述输入端子和所述输出端子之间的所述多个声波谐振器构成梯型滤波器；并且 所述第二声波谐振器的谐振频率处于所述梯型滤波器的低频侧的抑制频带中。
20.根据权利要求17至19中的任一项所述的滤波器，所述滤波器进一步包括设置在所述延迟线或者所述纵向耦合型谐振器的输入侧和输出侧中的至少一个处并且与所述延迟线或者所述纵向耦合型谐振器串联连接的声波谐振器或者静电电容器。
21.根据权利要求20所述的滤波器，所述滤波器进一步包括在所述延迟线或者所述纵向耦合型谐振器与所述串联连接的声波谐振器或者静电电容器之间的节点与接地之间与所述延迟线或者所述纵向耦合型谐振器并联连接的声波谐振器或者静电电容器。
22.一种通信模块，所述通信模块包括: 权利要求1所述的双工器或者权`利要求17所述的滤波器。
全文摘要
本发明提供了一种双工器、滤波器和通信模块。双工器包括发送滤波器，该发送滤波器连接在天线端子和发送端子之间并且具有多个声波谐振器；接收滤波器，该接收滤波器连接在天线端子和接收端子之间并且具有多个声波谐振器；以及延迟线路或者纵向耦合型谐振器，其与发送滤波器的多个声波谐振器和接收滤波器的多个声波谐振器中的至少一个并联连接并且具有至少两个叉指换能器(IDT)。
文档编号H01P1/20GK103107794SQ20121039627
公开日2013年5月15日 申请日期2012年10月18日 优先权日2011年11月4日
发明者井上将吾, 岩城匡郁, 堤润 申请人:太阳诱电株式会社