平面型阵列天线的制作方法

本发明涉及通信领域，具体地，涉及一种平面型阵列天线。

背景技术：

智能型交通信息系统(intelligenttransportsystem，its)是穿插于电器、电子、控制、信息、通信、计算机、汽车等尖端技术和交通体系相关的系统技术，也是随着产业发展和城市化的进程，为了有效的应对日益深刻的交通问题，并有效的改善交通的移动性、安全性、效率性的交通环境而产生的新的交通系统。

its提高交通设施的利用效率，解除交通困难，保障道路的畅通和车辆完全而减少交通事故，实现大众交通的信息化以及物流体系的自动化、信息化，并提供多样的交通信息的收集、过滤服务，能给使用者和管理者提供便利和交通安全。

专用短程通信(dedicatedshortrangecommunication，dsrc)是实现its而产生的新的近距离通信手段，认定为目前实现its的最佳通信技术。dsrc是设置在路边的路侧单元(roadsideunit，rsu)和车辆上的末端通信器(onboardunit，obu)之间实现无线数字通信的通信系统，是适合与车辆通行无人收费系统电子收费系统electronictollcollection，etc)进行信息收集于提供、传送交通信号等多样服务的通信方式。

专用短程通信(dsrc)的使用频段是5.8ghz，路侧单元(rsu)与车辆之间的通信距离为几米到几百米之间，数据传送速度可达到双向1mbps以上的无线通信速度。构成its系统的专用短程通信(dsrc)系统设计成双向通信的模式，并在设计中考虑了车道上的车辆速度、车道数量、车道的宽度等因素，使系统在不同的交通环境中的保证通信的顺畅。

因为这样，路侧单元(rsu)的天线为了防止与周边车道上的其他车辆上的通信干扰，必须限制其水平范围内波束宽度和副瓣大小；还有，为了远距离的通信特性，需要具有高增益和能接受经过多次反射回来信号的圆极化(righthandedcircularpolarization，rhcp)特性的结构设计。

为了适应使用5.8ghz频段的专用短程通信(dsrc)方式的无线通信的畅通，安装在车辆上的车辆通信设备的天线(obu)要求设计成不受安装位置和部位，可以和路边基站进行畅通的通信的宽3db波束天线，但是dsrc的路侧单元的天线设计受到特定范围内才可以跟安装在车辆上的obu进行通信的辐射波束的限制。用于路侧单元的天线要求即适用于3-4米路宽的垂直3db波束宽度，还要求道路行驶方向上最大10-15米以内可进行通信的水平3db波束宽度，而且，为尽量减少被别的反射体反射的多重反射的影响，要求具有右旋圆极化(rhcp)特性。为了实现这种具有平面形态的高增益特性和圆偏振特性的天线，就得设计成单一馈电结构的微带阵列天线。这种单一馈电结构的圆偏振阵列天线，以抵消馈电线路的不必要的辐射来实现多重匹配线路，并维持住拟定的轴比特性和适当的3db波束宽度以及副瓣大小。一般，为了得到高增益而在阵列的四边形微带上实现圆偏振波的比较简单方法有如下例子，或是采用具有90°相位差的功率分配器件，或是采用混合(hybrid)器件馈电的方法。

通过辐射微带边上的馈电，诱导tm^x010模式波，又通过辐射微带的另一边上的馈电诱导tm^x001波而得到圆偏振波。但是，采用上述馈电方式的时候，高阶模中产生的圆偏振波中得到相应馈电间距是非常困难，而且，复杂的馈电线路不仅产生不必要辐射而降低天线的辐射效率，还增加阵列天线的物理体积。因此，阵列天线的馈电首选单一的馈电方式。通过单一馈电实现圆极化的具体实现方法是，任意频率中产生相同大小(强度)且2个正交的模位置上进行馈电的方法。就是，把辐射微带进行物理的变形，使某中心频率中产生的2个本证模，其相互垂直且大小相同，并存在90°相位差时，产生圆极化。这种模辐射的电场是相互垂直，并在宽边(broadside)方向上产生圆极化。

辐射单元上进行物理变形的单一馈电角截断型(cornertruncated)辐射单元的圆极化产生原理是：激励(excitation)到辐射贴片上的单一馈电的馈电线方向的电流分成两个正交模，这时正交模的大小(amplitude)和相位是以中心频率fo为中心，其两边存在相位差为90°的共振频率为fa和fb的正交模。这种单一馈电结构的圆偏振波天线是没有空间使用双重垂直馈电的功率分配器或是为得到高增益而增加阵列辐射器件时非常有用的形态。但是，与采用双重馈电方式产生圆偏振波的方法相比，单一馈电也存在如下缺点：轴比带宽较窄，天线的共振频率带宽和轴比带宽对贴片的物理变形相对敏感。而且，为了得到系统所要求的高辐射增益而阵列的天线的馈电网络安置在狭小的空间中，这可能产生辐射器件之间的相互耦合以及馈电线的自身的漏电引起的辐射，这些有可能增加额外的副瓣电平以及影响波束形状的非对成性。

用于路侧单元(rsu)的阵列天线的低副瓣要求特性是通过控制个别辐射器件的馈电电流的加权值方法来实现的。阵列天线是结构上增加辐射体的数量来提高天线的增益，并可得到系统所要求的窄幅波束宽度，但是，也引发众多副瓣的产生。

针对上述问题，现有技术中尚无良好解决方案。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种平面型阵列天线，该平面型阵列天线具有高增益和低副瓣特性。

为了实现上述目的，本发明提供一种平面型阵列天线，该平面型阵列天线包括基板和附着在所述基板的第一表面的多个辐射器件以及通过微带连接所述多个辐射器件的功率分配器，其中每个所述辐射器件包括通过微带连接的4个矩形贴片天线，该4个矩形贴片天线被设置以分别具有0°、45°、90°以及135°相位差。

进一步地，所述4个矩形贴片天线中的每一个，以微带输入端为基准，右上角和左下角以对角线方向被切角。

进一步地，相邻的两个所述4个矩形贴片天线之间的间距的范围为大于λg/2小于λg，其中λg为介质中波长。

进一步地，相邻的两个所述4个矩形贴片天线之间的间距的范围为大于0.8λg小于λg。

进一步地，相邻的两个所述4个矩形贴片天线之间的间距为0.72λg。

进一步地，所述基板的材料为f4b。

进一步地，所述基板的介电常数为2.2。

进一步地，所述多个辐射器件的数量为4个，该4个辐射器件附着在所述基板的第一表面使得矩形贴片天线呈2×8阵列。

进一步地，所述2×8阵列从中心线向两侧第1和2排为第一阶段，第3排为第二阶段，以及第4排为第三阶段，其中所述第一阶段、所述第二阶段和所述第三阶段符合三阶段泰勒分布。

进一步地，位于所述第一阶段和所述第二阶段之间的功率分配器的电功率分配为1：4；以及位于所述第二阶段和所述第三阶段之间的功率分配器的电功率分配为1：4。

通过上述技术方案，顺序旋转阵列天线的个别辐射体上人为的附加0°、45°、90°、135°的相位差，并把个别辐射体以右旋圆偏振波的方向旋转45°，这样，即使偏离中心频率，依据各偏振波的叠加，可以实现圆偏振波。

本发明的其它特征和优点将在随后的具体实施方式部分予以详细说明。

附图说明

附图是用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与下面的具体实施方式一起用于解释本发明，但并不构成对本发明的限制。在附图中：

图1(a)和图1(b)是本发明实施方式提供的平面型阵列天线结构示意图；

图2是本发明实施方式中利用顺序旋转方式的阵列天线详细正视图；

图3为本发明实施方式中实现多端口电流分配的功率分配器示意图；

图4(a)和图4(b)为顺序旋转阵列天线的泰勒分布电流分配网络示意图；

图5为低副瓣特性的顺序旋转方式的2×8阵列天线的反射损失图；

图6为顺序旋转方式的2×8阵列天线的轴比特性图；

图7(a)为顺序旋转方式的2×8阵列天线的交叉极化鉴别率(xpd)特性phi＝0°；

图7(b)为顺序旋转方式的2×8阵列天线的交叉极化鉴别率(xpd)特性phi＝90°；

图8(a)为5790mhz垂直面方向图；

图8(b)为5800mhz垂直面方向图；

图8(c)为5830mhz垂直面方向图；

图8(d)为5840mhz垂直面方向图；

图9(a)为5790mhz水平面方向图；

图9(b)为5800mhz水平面方向图；

图9(c)为5830mhz水平面方向图；

图9(d)为5840mhz水平面方向图；以及

图10为结合常用obu响应灵敏度进行的读取范围实际测试结果示意图。

附图标记说明

100：基板；

101：缔结外部构造物(天线外壳)及金属支撑架的连接孔；

200：具有右旋圆极化(rhcp)辐射特性的rf辐射器件；

210：给辐射体馈电的单一馈电网络；

220：实现不同阶段电分配的馈电网络；

300：与天线共接地的接地面；

400：与外部信号源连线的rf端口。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的具体实施方式进行详细说明。应当理解的是，此处所描述的具体实施方式仅用于说明和解释本发明，并不用于限制本发明。

下面，根据本发明的实施案例结合附照图纸详细说明其构成特征和作用效果。

图1是(a)和图1(b)是本发明实施方式提供的平面型阵列天线结构示意图。利用设置在基板100周边的偶数数量的安装孔101，固定外观构造物(外壳)以及金属支撑架，可以以任意的角度安装该平面型阵列天线结构。整体路侧单元(rsu)微带阵列天线为了特定方向上的辐射指向性，构造物内部可以任意角度调节阵列天线的安装角度，而且和构造物(外壳)具有同一安装角度的阵列天线，也可依据构造物本身的安装角度保持辐射指向性。本发明实施方式提供的平面型阵列天线结构是基于专用短程通信(dsrc)的路侧单元(rsu)用天线，其具体的组成可以包括：安装在限定面积的基板100上可靠的发射/接收5.8ghz频段的通信用的阵列天线的辐射器件200；以单一馈电方式给辐射器件激励信号的馈电线(或微带)210；为了适当的波束宽度和低副瓣特性，馈电分配器的回路中实现不同阶段泰勒分布的电功率分配网络210和220；和阵列天线共享同一接地的基板100背面的接地部300；用于连接到外部信号源的rf连接器的端口400。向辐射器件200提供信号的分配网路210和220利用了基本的λg/4阻抗变换原理，其中λg为介质(例如，f4b)中波长，为改善分配网路间匹配特性，其形态变成切割形态，并采用贴近辐射单元200结构，以引起的分配网络210和辐射单元200间的干扰和耦合影响最小化的设计。

辐射器件200的圆极化产生原理是利用了激励到辐射单元上的单一馈电的馈电线方向的电流分成的两个正交模。本发明的实施方式中使用的rf基板100可以为1.6mm厚度的，介电常数(εr)为2.2的f4b板材。

图2是本发明实施方式中利用顺序旋转方式的阵列天线详细正视图。为了体现单一馈电的微带阵列天线的右旋圆极化(rhcp)的产生，以微带的输入端口为基准，普通的4角贴片(矩形贴片)天线的右上角和左下角以对角线方向切角，每个辐射器件200包括通过微带连接的4个矩形贴片天线(例如，正方形贴片天线)，相连接的两个矩形贴片天线采用λg/4阻抗变换器连接，实现了多重馈电线路和单一天线的辐射器件的阻抗匹配。一般，单一的阵列天线，其轴比带宽越远离中心频率就会急剧变小，且增益也较dsrc的路侧单元(rsu)天线的基准低，而本发明实施方式提供的上述连接方式能同时提高圆偏振波天线的轴比带宽和增益。

顺序旋转阵列天线的基本原理是调节基准馈电点到各矩形贴片天线的距离，使馈电点上抵消反射电压。而且，为补偿馈电线路的差异引起的各矩形贴片天线的顺序的相位延迟，应使矩形贴片天线物理的顺序旋转，使各矩形贴片天线辐射的电场同时间成同一方向。本发明的实施方式中，人为的给各矩形贴片天线相位差0°、45°、90°、135°，并把矩形贴片天线以右旋圆极化(rhcp)方向顺序的旋转45°。这样虽然偏离了共振中心频率，但可以依靠各偏振波的叠加实现圆偏振波。本领域技术人员知晓在设计同一平面上的阵列天线时，设计中要考虑的因素是辐射器件的中心和其中心之间的距离、即辐射器件之间间距是非常重要的。这成为决定主波瓣的方向和增益的重要因素，大于波长(λg)时，阵列天线的探知范围内产生主波瓣一样大小的栅瓣(gratinglobe)。反面，辐射器件间距太小的话，虽然不产生栅瓣，但是，辐射器件之间的相互耦合成为远场辐射波瓣的变形原因，从而增大副瓣电平，还产生无效辐射波瓣(patternnull)。

因此，本发明的两个所述4个矩形贴片天线间距选着在λg/2<d<λg范围内，实现规定的主4角内的栅瓣最小化。一般矩形贴片天线间距越大其辐射增益也越大，但间距大于0.7λg时，也存在增益反而减小的情况。还有，跟随矩形贴片天线间距的轴比变化是，保持0.8λg以上间距时其轴比特性比较好。这是因为矩形贴片天线间距越大，其间的相互耦合影响越小的原因。为满足圆偏振波天线的工作特性，可以选择轴比特性优秀的0.8λg<d<1.0λg范围，也可以选择最佳增益特性的d＝0.72λg。

为了满足路侧单元(rsu)阵列天线的低副瓣的特性要求，需要通过控制矩形贴片天线上的电流加权值来实现。阵列天线结构中，通过矩形贴片天线数量的增加来增加天线的辐射增益，并得到系统所要求的窄带波束宽度，但同时将产生众多副瓣。因此，为了得到适当的波束宽度和低副瓣特性，需要选择最佳阵列间距并采用泰勒分布方法，以实现整体天线结构的紧凑性和较佳的性能。

图3为本发明实施方式中实现多端口电流分配的功率分配器示意图。如图3所示，为了给个别矩形贴片天线上提供既定的馈电电流，功率分配器的宽度设计成左右非对称结构，从而体现不同阻抗设计，最终实现阵列馈电回路的阻抗匹配。依据泰勒分布，副瓣预定设计值为-25db时，设计了阵列器件的电功率分配为1：4(0.25：1)的馈电回路。系统要求的副瓣大小的预定设计值为-25db，且阵列器件的分布扩大到3阶段分布时，阵列的辐射器件上的馈电电流可控制成1：0.25：0.0625。在这种依据泰勒分布控制不同阶段的电流分布方法中，阵列天线的基本功率分配器的3端口都采用50ω的阻抗匹配，为实现1：4(0.25：1)的电流分配，利用λg/4的阻抗变换原理，端口2和端口3上可以分别连接56ω和112ω的λg/4阻抗变换回路。

图4(a)和图4(b)为顺序旋转阵列天线的泰勒分布电流分配网络示意图，图4中示出了为了改善2x8天线旁瓣水平运用了依据泰勒分布的电力分布电路网的阵列天线。图4中所示的平面型阵列天线为排列成4个辐射器件构成了2×8矩形贴片天线阵列，上述2×8阵列从中心线向两侧第1和2排为第1阶段，第3排为第2阶段，以及第4排为第3阶段，其中所述第1阶段、所述第2阶段和所述第3阶段符合三阶段泰勒分布。位于所述第1阶段和所述第2阶段之间的功率分配器的电功率分配为1：4；以及位于所述第2阶段和所述第3阶段之间的功率分配器的电功率分配为1：4。为控制排列中心的阶段1和邻近排列2之间电流的权重值设置了电力分配电路网，基于单位依次旋转方式的阶段2和阶段3之间同样构成了电力分配电路网。垂直面内排列矩形贴片天线根据单位依次旋转方式构成2个辐射振子，由于这样的排列结构无法有效的控制电流权重值，因此没有在垂直面内构成分配电路网。需要说明的是，本发明中的顺序旋转阵列天线的单位排列，可以是水平面内多种几何学的排列扩张组成。

图5为低副瓣特性的顺序旋转方式的2×8阵列天线的反射损失图。如图5所示，10db基准的反射损失带宽是从5.6ghz到5.92ghz，即具有320mhz带宽，以中心频率5.8ghz来计算的话，约5.5％的带宽。这涵盖着标准系统要求的上行频率5.79ghz-5.80ghz和下行频率5.83ghz-5.84ghz范围，其最小反射损失值是5.8ghz时，约-33db。

图6为顺序旋转方式的2×8阵列天线的轴比特性图。如图6所示，中心频率为5.82ghz的θ(theta)角度为-90°-+90°范围中，φ＝0°时水平面内轴比和φ＝90°时垂直面内轴比。以3db基准范围，其轴比特性为，θ角度为0°(辐射增益最大的方向)的φ＝0°方向上为0.4db，φ＝90°方向上为0.5db。本发明的实施方式中，把普通的4角贴片天线的右上角和左下角以对角线方向切掉其角，为体现单位顺序旋转阵列天线，采用各贴片上人为的施加0°、45°、90°、135°相位差的方式，实现了系统所需全带宽中满意的轴比特性。

图7(a)和7(b)显示的是本发明实施方式提供的顺序旋转方式的2×8阵列天线，中心频率为5.82ghz时φ＝0°和φ＝90°方向上的交叉极化鉴别率(cross-polarizationdiscrimination，xpd)特性。图7(a)所示，φ＝0°方向上，辐射增益最大处的右旋圆极化(rhcp)辐射增益为17.1db，lhcp辐射增益为-13.7db，其交叉极化(xpd)的落差(大小差异)为31.2db。在最大辐射增益相差3db的辐射角度上，其交叉极化(xpd)的落差为16.6db，满足系统标准所要求的15db以上的交叉极化(xpd)落差和辐射角度上的10db以上的交叉极化鉴别率(xpd)落差要求。

图7(b)显示，φ＝90°方向上，辐射增益最大处的右旋圆极化(rhcp)辐射增益为17.2db，lhcp辐射增益为-14.0db，其交叉极化鉴别率(xpd)的落差为31.2db。而且，增益比最大增益处小于3db的方向上，其交叉极化鉴别率(xpd)的落差为10.2db。因此，本发明的顺序旋转阵列技术的圆偏振波特性，在全频段中其轴比特性和交叉极化(xpd)结果所示那样具有优秀的性能。

图8(a)-(d)和图9(a)-(d)所示的是中心频率的方位角(azimuthangle)和高度角(elevationangle)的远场辐射图，图8(a)-(d)指的是垂直平面内的辐射图，9(a)-(d)是的是水平面内的辐射图。如图8(a)-(d)所示那样，产生最强辐射的辐射角度是垂直于阵列天线平面的垂直面，其最大辐射增益为17dbi，垂直面内主波瓣半功率宽度(halfpowerbeamwidth，3db)为38°，前后比为23db。如9(a)-(d)所示，水平面内的最大辐射增益为17dbi，垂直面内主波瓣半功率宽度为9°，前后比为23db。

如远场辐射图所示，垂直面内的主波瓣半功率宽度大约38°，这可以在车辆的行走方向上有效的分布天线的辐射指向性，水平面内主波瓣半功率宽度大约9°，这种相对窄的半功率宽度可以避免邻车道的相互干涉。

图10为结合常用obu响应灵敏度进行的读取范围实际测试结果示意图。如图10所示，将本发明实施方式提供的依据顺序旋转技术的路侧单元(rsu)天线在实际使用环境中进行测试，地表面上图示了obu的相对感应强度。车辆进入方向的行驶道路侧面的地表面5米高处，45°倾角安装了rsu阵列天线。测试结果表明，这时车辆行驶方向上的最大识别距离为20米，道路宽度方向上的最大识别距离为3.4m。

以上结合附图详细描述了本发明的优选实施方式，但是，本发明并不限于上述实施方式中的具体细节，在本发明的技术构思范围内，可以对本发明的技术方案进行多种简单变型，这些简单变型均属于本发明的保护范围。

另外需要说明的是，在上述具体实施方式中所描述的各个具体技术特征，在不矛盾的情况下，可以通过任何合适的方式进行组合。为了避免不必要的重复，本发明对各种可能的组合方式不再另行说明。

此外，本发明的各种不同的实施方式之间也可以进行任意组合，只要其不违背本发明的思想，其同样应当视为本发明所公开的内容。