一种双层堆叠式差分微波宽阻带带通滤波器结构的制作方法

本发明属于集成电路制造与封装技术领域，具体涉及一种双层堆叠式差分微波宽阻带带通滤波器结构。

背景技术：

近年来由于商业应用的驱动，毫米波无线通信得以迅猛的发展，研究者们已经将目光投向了30～100ghz频段的毫米波频段。

绝大部分毫米波互连与无源器件都是采用波导形式，其损耗都较低。然而，波导结构的体积一般都比较大，生产成本比较高，并且与单片微波集成电路(microwaveandmilimeteric，简称mmic)难于集成在一个系统上。三维集成技术是将传统的二维集成电路垂直堆叠起来，硅通孔作为三维集成电路中的关键结构，用于实现三维集成电路上下层芯片之间的信号传输，通过硅通孔实现层与层之间垂直互连与封装，从而显著提高了集成度，同时减小了损耗，提高了系统性能。利用硅通孔三维集成技术，将基片集成波导(substrateintegratedwaveguide，简称siw)结构集成在三维系统中的芯片之上，使其能够与其他异构芯片实现三维集成，从而显著减小整个微波电路系统的体积。

但由于半导体硅衬底在高频条件下会产生涡流效应，带来较大的损耗，从而阻碍基片集成波导结构在三维集成技术中的广泛应用。

技术实现要素：

为了解决现有技术中存在的上述问题，本发明提供了一种双层堆叠式差分微波宽阻带带通滤波器结构。

本发明实施例提供了一种双层堆叠式差分微波宽阻带带通滤波器结构，该滤波器结构包括：

第一金属层、第一玻璃基板、第二金属层、第二玻璃基板、第三金属层，其中，

所述第一金属层位于所述第一玻璃基板上方；

所述第一玻璃基板位于所述第二金属层上方；

所述第二金属层位于所述第二玻璃基板上方；

所述第二玻璃基板位于所述第三金属层上方。

在本发明的一个实施例中，所述第一金属层上设置有若干金属片和若干凹槽，每个所述凹槽内设置一块所述金属片。

在本发明的一个实施例中，若干所述金属片长度均为l1，若干所述金属片宽度均为w2，若干所述凹槽长度均为l2，若干所述凹槽宽度均为w3，其中，所述金属片长度l1大于所述凹槽长度l2，所述金属片宽度w2小于所述凹槽宽度w3。

在本发明的一个实施例中，所述第一玻璃基板上设置有若干第一玻璃通孔，每个所述第一玻璃通孔内填充有第一金属导体柱，所述第一金属层通过所述第一金属导体柱与所述第二金属层连接。

在本发明的一个实施例中，所述第一玻璃基板包括若干第一区域和若干第二区域，所述第一区域和所述第二区域均由若干所述第一玻璃通孔围成，其中，所述第一区域与所述第二区域的相交边设置有第一窗口。

在本发明的一个实施例中，所述第二金属层上设置有若干金属通孔。

在本发明的一个实施例中，所述第二玻璃基板上设置有若干第二玻璃通孔，每个所述第二玻璃通孔内填充有第二金属导体柱，所述第二金属层通过所述第二金属导体柱与所述第三金属层连接。

在本发明的一个实施例中，所述第二玻璃基板包括若干第三区域和若干第四区域，所述第三区域和所述第四区域均由若干所述第二玻璃通孔围成，其中，所述第三区域与所述第四区域的相交边设置有第二窗口。

在本发明的一个实施例中，所述第一金属层的长度和宽度均大于等于所述第一玻璃基板的长度和宽度，所述第二金属层的长度和宽度均大于等于所述第一玻璃基板的长度和宽度且所述第二金属层的长度和宽度均大于等于所述第二玻璃基板的长度和宽度，所述第三金属层的长度和宽度大于等于所述第二玻璃基板的长度和宽度。

在本发明的一个实施例中，所述第一金属层、所述第二金属层、所述第三金属层、所述第一金属导体柱和所述第二金属导体柱的材料均为铜。

与现有技术相比，本发明的有益效果：

1、本发明采用玻璃基板代替硅衬底制作三维无源器件，玻璃基板的相对介电常数远小于硅衬底，可以消除高频电路中的涡流效应，降低无源器件的高频损耗，提高无源器件的品质因数，进而降低滤波器的损耗，提高滤波器的品质因数。

2、本发明采用差分输入端口与差分输出端口，抑制了共模信号的传输，具有良好的共模抑制特性。

3、本发明在差分输入端口与差分输出端口采用横向耦合的方式，抑制了te102模式电磁波的传输，提高了滤波器的频率选择性和宽阻带特性。

4、本发明采用双层堆叠的方法，将部分谐振腔设置于第二玻璃基板上，减小了滤波器结构的面积，无需再增加谐振腔与阻抗变换器，实现了偶数阶等输入输出阻抗的带通微波滤波器。

5、本发明采用玻璃基板和三维集成技术，减小了siw结构的特征尺寸，进而提高了滤波器的谐振频率。

附图说明

图1是本发明实施例提供的一种双层堆叠式差分微波宽阻带带通滤波器结构的主视图；

图2a～2c是本发明实施例提供的一种双层堆叠式差分微波宽阻带带通滤波器的第一金属层、第二金属层、第三金属层的俯视图；

图3是本发明实施例提供的一种双层堆叠式微波宽阻带带通滤波器中正方形谐振腔横截面的示意图；

图4是本发明实施例提供的一种双层堆叠式微波宽阻带带通滤波器的耦合机制示意图；

图5是本发明实施例提供的一种等效矩形波导谐振腔示意图；

图6是本发明实施例提供的一种双层堆叠式微波宽阻带带通滤波器中谐振腔在te102模式下的电磁示意图；

图7是本发明实施例提供的一种双层堆叠式微波宽阻带带通滤波器的耦合系数k12的hfss仿真模型示意图；

图8是本发明实施例提供的一种双层堆叠式微波宽阻带带通滤波器的耦合系数k23的hfss仿真模型示意图；

图9是本发明实施例提供的一种双层堆叠式微波宽阻带带通滤波器的外部品质因数qe提取模型的横截面示意图；

图10a～10b是本发明实施例提供的一种双层堆叠式微波宽阻带带通滤波器的频率响应示意图。

附图标记说明：

1-第一金属层；2-第一玻璃基板；3-第二金属层；4-第二玻璃基板；5-第三金属层；6-第一玻璃基板通孔；7-第二玻璃基板通孔；8-第一金属片；9-第二金属片；10-第三金属片；11-第四金属片；12-第一凹槽；13-第二凹槽；14-第三凹槽；15-第四凹槽；16-第一耦合窗口；17-第二耦合窗口；18-第三耦合窗口；19-第四耦合窗口；20-第一辐射窗口；21-第二辐射窗口；22-第三辐射窗口；23-第四辐射窗口；24-第五辐射窗口；25-第六辐射窗口；s-差分输入谐振腔；s'-差分输入谐振腔；l-差分输出谐振腔；l'-差分输出谐振腔；r1-第一阶谐振腔；r2-第二阶谐振腔；r3-第三阶谐振腔；r4-第四阶谐振腔；101-第一金属层第一区域；102-第一金属层第二区域；103-第一金属层第三区域；104-第一金属层第四区域；105-第一金属层第五区域；106-第一金属层第六区域；201-第二金属层第一区域；202-第二金属层第二区域；203-第二金属层第三区域；204-第二金属层第四区域；205-第二金属层第五区域；206-第二金属层第六区域；301-第三金属层第一区域；302-第三金属层第二区域。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明做进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。

实施例一

请参见图1、图2a～2c和图3，图1是本发明实施例提供的一种双层堆叠式差分微波宽阻带带通滤波器结构的主视图；图2a～2c是本发明实施例提供的一种双层堆叠式差分微波宽阻带带通滤波器的第一金属层、第二金属层、第三金属层的俯视图；图3是本发明实施例提供的一种双层堆叠式微波宽阻带带通滤波器中正方形谐振腔横截面的示意图。本发明实施例提供了一种双层堆叠式差分微波宽阻带带通滤波器结构，该滤波器结构具体包括：

第一金属层1、第一玻璃基板2、第二金属层3、第二玻璃基板4、第三金属层5，其中，

第一金属层1位于第一玻璃基板2上方；

第一玻璃基板2位于第二金属层3上方；

第二金属层3位于第二玻璃基板4上方；

第二玻璃基板4位于第三金属层5上方。

具体的，本实施例中，第一金属层1、第一玻璃基板2、第二金属层3、第二玻璃基板4以及第三金属层5从上至下依次设置。

其中，第一金属层1上设置有若干金属片和若干凹槽，每个凹槽内设置一块金属片。

具体地，本实施例中若干金属片包括第一金属片8、第二金属片9、第三金属片10、第四金属片11，若干凹槽包括第一凹槽12、第二凹槽13、第三凹槽14和第四凹槽15，第一金属片8设置在第一凹槽12中，第二金属片9设置在第二凹槽13中，第三金属片10设置在第三凹槽14中，第四金属片11设置在第四凹槽15中。第一金属片8、第二金属片9、第三金属片10、第四金属片11均为矩形形状，第一金属片8、第二金属片9、第三金属片10、第四金属片11的长均为l1，第一金属片8、第二金属片9、第三金属片10、第四金属片11的宽均为w2；第一凹槽12、第二凹槽13、第三凹槽14和第四凹槽15均为矩形形状，第一凹槽12、第二凹槽13、第三凹槽14和第四凹槽15的槽长度均为l2，第一凹槽12、第二凹槽13、第三凹槽14和第四凹槽15的槽宽度均为w3。金属片长度l1大于凹槽长度l2，金属片宽度w2小于凹槽宽度w3，即第一金属片8、第二金属片9、第三金属片10、第四金属片11长度l1均大于第一凹槽12、第二凹槽13、第三凹槽14、第四凹槽15长度l2，第一金属片8、第二金属片9、第三金属片10、第四金属片11宽度w2均小于第一凹槽12、第二凹槽13、第三凹槽14、第四凹槽15宽度w3。在第一金属片8、第二金属片9、第三金属片10、第四金属片11中，第一金属片8和第二金属片9分别作为本实施例双层堆叠式差分微波宽阻带带通滤波器的差分输入端口，第三金属片10和第四金属片11分别作为本实施例双层堆叠式差分微波宽阻带带通滤波器的差分输出端口，差分输入端口和差分输出端口分别用于输入和输出所需滤波的电磁波。若干金属片、若干凹槽的个数由具体滤波器设计要求决定。

优选地，l1为970μm，w2为254μm，l2为595μm，w3为266μm。

进一步地，第一凹槽12、第二凹槽13、第三凹槽14和第四凹槽15分别设置于第一金属层1的侧壁，第一凹槽12、第二凹槽13设置于第一金属层1的相对侧壁，第三凹槽14、第四凹槽15设置于第一金属层1的相对侧壁，即第一凹槽12、第三凹槽14设置于第一金属层1的同侧壁，第二凹槽13、第四凹槽15设置于第一金属层1的同侧壁；第一凹槽12、第二凹槽13、第三凹槽14和第四凹槽15距离第一金属层1的宽度均为w1。其中，第一凹槽12、第二凹槽13、第三凹槽14和第四凹槽15距离第一金属层1宽度w1定义为：第一凹槽12、第二凹槽13、第三凹槽14和第四凹槽15长度为l2的边到第一金属层1边的距离。

优选地，w1为440μm。

其中，第一玻璃基板2上设置有若干第一玻璃通孔6，每个第一玻璃通孔6内填充有第一金属导体柱，第一金属层1通过第一金属导体柱与第二金属层3连接。

具体地，第一玻璃基板2上设置有若干第一玻璃基板通孔6，第一玻璃基板通孔6可以通过刻蚀得到，每个第一玻璃基板通孔6的直径为dtgv，每个第一玻璃基板通孔6之间的中心间距为ptgv，每个第一玻璃基板通孔6内部分别填充有第一金属导体柱，第一金属层1通过第一金属导体柱与第二金属层3连接。

优选地，第一玻璃基板通孔6的直径dtgv为25μm，第一玻璃基板通孔6之间中心间距ptgv为50μm。

其中，第一玻璃基板2包括若干第一区域和若干第二区域，第一区域和第二区域均由若干第一玻璃通孔6围成，其中，第一区域与第二区域的相交边设置有第一窗口。

具体地，本实施例中第一金属层第二区域102、第一金属层第三区域103、第一金属层第五区域105、第一金属层第六区域106对应第一玻璃基板2中第一玻璃基板通孔6围成的若干第一区域，第一金属层第一区域101、第一金属层第四区域104对应第一玻璃基板2中第一玻璃基板通孔6围成的若干第二区域；同理，第二金属层第二区域202、第二金属层第三区域203、第二金属层第五区域205、第二金属层第六区域206对应第一玻璃基板2中第一玻璃基板通孔6围成的若干第一区域，第二金属层第一区域201、第二金属层第四区域204对应第一玻璃基板2中第一玻璃基板通孔6围成的若干第二区域。第一玻璃基板2上的若干第一区域和若干第二区域由具体滤波器设计要求决定。

进一步地，第一金属导体柱、第一金属层1、第二金属层3共同形成差分输入谐振腔s、差分输入谐振腔s'、差分输出谐振腔l、差分输出谐振腔l'、第一阶谐振腔r1和第四阶谐振腔r4，第一凹槽12设置在差分输入谐振腔s中，第二凹槽13设置在差分输入谐振腔s'内，第三凹槽14设置在差分输出谐振腔l内，第四凹槽15设置在差分输出谐振腔l'内。其中，差分输入谐振腔s、差分输入谐振腔s'、差分输出谐振腔l、差分输出谐振腔l'在第一玻璃基板2的第一区域处形成，第一阶谐振腔r1和第四阶谐振腔r4在第一玻璃基板2的第二区域处形成。

具体地，差分输入谐振腔s、差分输入谐振腔s'、差分输出谐振腔l、差分输出谐振腔l'均为正方形谐振腔体，差分输入谐振腔s、差分输入谐振腔s'、差分输出谐振腔l、差分输出谐振腔l'边长均为w；第一阶谐振腔r1和第四阶谐振腔r4均为长方形谐振腔体，第一阶谐振腔r1和第四阶谐振腔r4的宽度均为w，第一阶谐振腔r1和第四阶谐振腔r4的长度均为2w。差分输入谐振腔s、差分输入谐振腔s'、差分输出谐振腔l、差分输出谐振腔l'之所以为正方形，第一阶谐振腔r1和第四阶谐振腔r4之所以为长方形，是因为第一玻璃基板通孔6在第一玻璃基板2上第一区域呈正方形分布，在第一玻璃基板2上第二区域呈长方形分布，所以通过第一金属导体柱、第一金属层1、第二金属层3共同形成的差分输入谐振腔s、差分输入谐振腔s'、差分输出谐振腔l、差分输出谐振腔l'、第一阶谐振腔r1和第四阶谐振腔r4为正方形/长方形。具体地，如图2a、图2b所示，图2a、图2b中每个圆圈表示第一玻璃基板通孔6在第一玻璃基板2中的分布情况，第一金属导体柱与第一金属片1、第二金属片3的连接位置为图2a、图2b中圆圈处所示的位置。

优选地，w为1190μm。

进一步地，第一玻璃基板2的第一区域与第二区域的相交边设置有第一窗口。

具体地，本实施例中第一窗口包括第一耦合窗口16、第二耦合窗口17、第三耦合窗口18、第四耦合窗口19。第一玻璃基板2的第一区域与第二区域的相交边，具体对应图2a为第一金属层第一区域101与第一金属层第六区域106的相交边，该相交边设置有第一耦合窗口16；第一金属层第一区域101与第一金属层第二区域102的相交边，该相交边设置有第二耦合窗口17；第一金属层第四区域104与第一金属层第五区域105的相交边，该相交边设置有第三耦合窗口18、第一金属层第四区域104与第一金属层第三区域103的相交边，该相交边设置有第四耦合窗口19；同理，第一玻璃基板2的第一区域与第二区域的相交边，具体对应图2b有同样的关系。

进一步地，差分输入谐振腔s与第一阶谐振腔r1之间通过第一耦合窗口16实现磁耦合，差分输入谐振腔s'与第一阶谐振腔r1之间通过第二耦合窗口17实现磁耦合，第四阶谐振腔r4与差分输出谐振腔l之间通过第三耦合窗口18实现磁耦合，第四阶谐振腔r4与差分输出谐振腔l'之间通过第四耦合窗口19实现磁耦合。

具体地，在差分输入谐振腔s与第一阶谐振腔r1连接的中间部分未设置第一玻璃基板通孔6，即为第一耦合窗口16，第一耦合窗口16宽度为l3，差分输入谐振腔s与第一阶谐振腔r1之间通过第一耦合窗口16实现磁耦合；在差分输入谐振腔s'与第一阶谐振腔r1连接的中间部分未设置第一玻璃基板通孔6，即为第二耦合窗口17，第二耦合窗口17宽度为l3，差分输入谐振腔s'与第一阶谐振腔r1之间通过第二耦合窗口17实现磁耦合；在第四阶谐振腔r4和差分输出谐振腔l连接的中间部分未设置第一玻璃基板通孔6，即为第三耦合窗口18，第三耦合窗口18宽度为l3，第四阶谐振腔r4与差分输出谐振腔l之间通过第三耦合窗口18实现磁耦合；在第四阶谐振腔r4和差分输出谐振腔l'连接的中间部分未设置第一玻璃基板通孔6，即为第四耦合窗口19，第四耦合窗口19宽度为l3，第四阶谐振腔r4与差分输出谐振腔l'之间通过第四耦合窗口19实现磁耦合。

优选地，l3为430μm。

其中，第二金属层3上设置有若干金属通孔，若干金属通孔均为圆形形状。

具体地，本实施例中若干金属通孔包括第一辐射窗口20、第二辐射窗口21、第三辐射窗口22和第四辐射窗口23，第一辐射窗口20、第二辐射窗口21、第三辐射窗口22、第四辐射窗口23均可以通过刻蚀得到并连通第一玻璃基板2和第二玻璃基板4。第一辐射窗口20、第二辐射窗口21、第三辐射窗口22和第四辐射窗口23均为圆形形状，第一辐射窗口20、第二辐射窗口21、第三辐射窗口22和第四辐射窗口23的直径均为dc。第二金属层3上的若干金属通孔的个数由具体滤波器设计要求决定。

优选地，dc为356μm。

进一步地，第一辐射窗口20和第二辐射窗口21位于第一阶谐振腔r1的下方，第三辐射窗口22和第四辐射窗口23位于第四阶谐振腔r4的下方。

其中，第二玻璃基板4上设置有若干第二玻璃通孔7，每个第二玻璃通孔7内填充有第二金属导体柱，第二金属层3通过第二金属导体柱与第三金属层5连接。

具体地，第二玻璃基板4上设置有若干第二玻璃基板通孔7，第二玻璃基板通孔7可以通过刻蚀得到，每个第二玻璃基板通孔7的直径为dtgv，每个第二玻璃基板通孔7之间的中心间距为ptgv，每个第二玻璃基板通孔7内部分别填充有第二金属导体柱，第二金属层3通过第二金属导体柱与第三金属层5连接。

优选地，第二玻璃基板通孔7的直径dtgv为25μm，第二玻璃基板通孔7之间中心间距ptgv为50μm。

其中，第二玻璃基板4包括若干第三区域和若干第四区域，第三区域和第四区域均由若干第二玻璃通孔7围成，第三区域与第四区域的相交边设置有第二窗口。

具体地，本实施例中第三金属层第一区域301对应第二玻璃基板4中第二玻璃基板通孔7围成的若干第三区域，第三金属层第二区域302对应第二玻璃基板4中第二玻璃基板通孔7围成的若干第四区域。第二玻璃基板4上的若干第三区域和若干第四区域由具体滤波器设计要求决定。

进一步地，第二金属导体柱、第二金属层3和第三金属层5形成第二阶谐振腔r2和第三阶谐振腔r3。其中，第二阶谐振腔r2在第二玻璃基板4的第三区域处形成，第三阶谐振腔r3在第二玻璃基板4的第四区域处形成。

具体地，第二阶谐振腔r2和第三阶谐振腔r3均为长方形谐振腔体，第二阶谐振腔r2和第三阶谐振腔r3的宽度均为w，第二阶谐振腔r2和第三阶谐振腔r3的长度均为2w。第二阶谐振腔r2和第三阶谐振腔r3之所以为长方形，是因为第二玻璃基板通孔7在第二玻璃基板4上的第三区域、第四区域均呈长方形分布，所以通过第二金属导体柱、第二金属层3、第三金属层5共同形成的第二阶谐振腔r2和第三阶谐振腔r3均为长方形。具体地，如图2c所示，图2c中每个圆圈表示第二玻璃基板通孔7在第二玻璃基板4中的分布情况，第二金属导体柱与第二金属片3、第三金属片5的连接位置为图2c中圆圈处所示的位置。

优选地，w为1190μm。

进一步地，第二玻璃基板4上的第三区域与第四区域的相交边设置有第二窗口。

具体地，本实施例中第二窗口包括第五耦合窗口24和第六耦合窗口25。第二玻璃基板4的第三区域与第四区域的相交边，具体对应图2c中为第三金属层第一区域301与第三金属层第二区域302的相交边，该相交边设置有第五耦合窗口24和第六耦合窗口25。

进一步地，第二阶谐振腔r2与第三阶谐振腔r3之间通过第五耦合窗口24和第六耦合窗口25实现磁耦合。

具体地，在第二阶谐振腔r2与第三阶谐振腔r3连接的中间部分未设置第二玻璃基板通孔7，即为第五耦合窗口24和第六耦合窗口25，第五耦合窗口24和第六耦合窗口25的宽度均为w4，第二阶谐振腔r2与第三阶谐振腔r3之间通过第五耦合窗口24和第六耦合窗口25实现磁耦合。

优选地，w4为424μm。

进一步地，第二阶谐振腔r2位于第一阶谐振腔r1的下方，第二阶谐振腔r2和第一阶谐振腔r1之间通过第一辐射窗口20和第二辐射窗口21实现电耦合；第三阶谐振腔r3位于第四阶谐振腔r4的下方，第三阶谐振腔r3和第四阶谐振腔r4之间通过第三辐射窗口22和第四辐射窗口23实现电耦合。

其中，第一金属层1的长度和宽度均大于等于第一玻璃基板2的长度和宽度，第二金属层3的长度和宽度均大于等于第一玻璃基板2的长度和宽度且第二金属层3的长度和宽度均大于等于第二玻璃基板4的长度和宽度，第三金属层5的长度和宽度均大于等于第二玻璃基板4的长度和宽度。

具体地，第一金属层1、第二金属层3的长度和宽度取决于第一玻璃基板通孔6在第一玻璃基板2中的分布有关，第二金属层3、第三金属层5的长度和宽度决定于第二玻璃基板通孔7在第二玻璃基板4中的分布有关。比如第一玻璃基板通孔6在第一玻璃基板2中围成区域为第一长方形，则第一金属层1、第二金属层3的长度和宽度至少要大于等于第一玻璃基板通孔6围成的第一长方形区域；同理第二金属层3、第三金属层5的长度和宽度至少要大于等于第二玻璃基板通孔7围成的第二长方形区域；若第一长方形区域与第二长方形区域大小不同时，第二金属层3的长度和宽度至少要大于等于第一长方形区域与第二长方形区域中较大区域的长度和宽度。

优选地，第一金属层1、第二金属层3、第三金属层5、第一金属导体柱和第二金属导体柱的材料均为铜。

进一步地，第一金属层1接地，第一玻璃基板2作为本实施例双层堆叠式差分微波宽阻带带通滤波器的上层基底，第二金属层3用作第一玻璃基板2和第二玻璃基板4的共用接地层，第二玻璃基板4作为本实施例双层堆叠式差分微波宽阻带带通滤波器的下层基底，第三金属层5用于将第一金属层1上的电荷及时移入大地；第一金属导体柱与第一玻璃基板2构成接地栅结构，第三金属层5与第一金属层1、第二金属层3、第一金属导体柱以及第二金属导体柱形成封闭的滤波器谐振腔结构。

请参见图4，图4是本发明实施例提供的一种双层堆叠式微波宽阻带带通滤波器的耦合机制示意图。具体地，差分输入谐振腔s与第一阶谐振腔r1通过第一耦合窗口16实现磁耦合；差分输入谐振腔s'与第一阶谐振腔r1通过第二耦合窗口17实现磁耦合；第一阶谐振腔r1与第二阶谐振腔r2通过第一辐射窗口20与第二辐射窗口21实现电耦合；第二阶谐振腔r2与第三阶谐振腔r3通过第五耦合窗口24和第六耦合窗口25实现磁耦合；第三阶谐振腔r3与第四阶谐振腔r4通过第三辐射窗口22和第四辐射窗口23实现电耦合；第四阶谐振腔r4与差分输出谐振腔l通过第三耦合窗口18实现磁耦合；第四阶谐振腔r4与差分输出谐振腔l'通过第四耦合窗口19实现磁耦合。其中，k12表示第一阶谐振腔r1与第二阶谐振腔r2之间的耦合系数，k23表示第二阶谐振腔r2与第三阶谐振腔r3之间的耦合系数，k34表示第三阶谐振腔r3与第四阶谐振腔r4之间的耦合系数，qe表示谐振腔的外部品质因数；耦合系数k12、耦合系数k23、耦合系数k34用于设计各谐振腔耦合窗口、辐射窗口的尺寸大小，外部品质因数qe用于设计差分输入端口、差分输出端口的尺寸大小。

本实施例双层堆叠式微波宽阻带带通滤波器的工作流程如下：

s1：将所需滤波的电磁波从差分输入端口输入至差分输入谐振腔s与差分输入谐振腔s'；

s2：电磁波通过第一耦合窗口16与第二耦合窗口17进行磁耦合后，将电磁波传输至第一谐振腔r1内；

s3：电磁波通过第一辐射窗口20与第二辐射窗口21以电偶合的方式，将电磁波传输至第二谐振腔r2；

s4：电磁波通过第五耦合窗口24和第六耦合窗口25以磁耦合的方式，将电磁传输至第三谐振腔r3；

s5：电磁波通过第三辐射窗口22和第四辐射窗口23以电偶合的方式，将电磁波传输至第四谐振腔r4；

s6：电磁波通过第三耦合窗口18、第四耦合窗口19进行磁耦合后，将电磁波传输至差分输出谐振腔l、差分输出谐振腔l'，从差分输出端口输出。

请再参见图4，本实施例滤波器的电磁谐振模式为te101与te102，通带频率为75ghz～80ghz。由于在差分输入谐振腔s与第一阶谐振腔r1之间以及差分输入谐振腔s'与第一阶谐振腔r1之间采用的是横向磁耦合，该磁耦合方式在传播te101模式电磁波的同时可以抑制te102模式的电磁波的传播，使得te102模式的能量无法传播至第一阶谐振腔r1。当电磁波耦合至第一谐振腔r1之后，由于第一谐振腔r1的长度为差分输入谐振腔s的两倍，使得te102模式的谐振频率变为77.46ghz，因此te102模式在第一谐振腔r1中得以激励，电磁波通过第一辐射窗口20与第二辐射窗口21以电偶合的方式，将电磁波传输至第二谐振腔r2。其中，te101模式的谐振频率为77.46ghz，te102模式谐振频率为122.47ghz。

请参见图5，图5是本发明实施例提供的一种等效矩形波导谐振腔示意图。上述差分输入谐振腔s与第一阶谐振腔r1之间以及差分输入谐振腔s'与第一阶谐振腔r1之间采用横向磁耦合时，te101模式电磁波可以传输，而te102模式电磁波被抑制，具体原理分析如下：

对于te10n模式的电磁场，等效矩形波导谐振腔内电磁场存在以下关系：

ex＝ey＝hz＝0(4)

其中，ex、ey、ez为磁场，hx、hy、hz为电场，e0、p为常数，weff、leff与htgv分别为等效矩形波导谐振腔的宽度、长度和高度，zte为电磁波阻抗，η为玻璃基板的固有阻抗，ω为角频率，ε为介电常数，μ为磁导率，其中，k的表达式为：

通常等效矩形波导谐振腔的耦合窗口选在如图5所示的点1、点2、点3、点4的位置，因为该位置处的耦合强度最大。

由公式(1)～(5)可知，对于点1、点3，得到te101模式的电磁场为：

对于点2、点4，得到te101模式的电磁场为：

同理，对于点1、点3，得到te102模式的电磁场为：

对于点2、点4，得到te102模式的电磁场为：

ex＝ey＝ez＝hx＝hy＝hz＝0(9)

传统的滤波器将耦合窗口的位置设置在点1、点3处，由上述(6)、(7)、(8)、(9)te101模式的电磁场、te102模式的电磁场的关系可以发现，在点1、点3处te101模式、te102模式的能量均可以在谐振腔间传播。如果把耦合窗口的位置设置在点2、点4处，te101模式的耦合不会受到任何影响，但te102模式电磁波在每个方向上的电磁场分量均为零，即谐振腔之间不存在任何的能量耦合关系，从而达到了抑制te102模式寄生通带的效果。本实施例选择将各谐振腔的耦合窗口位置设置在点2、点4处。

综上所述，本实施例差分输入谐振腔s和第一阶谐振腔r1之间采用侧壁磁耦合，差分输入谐振腔s'和第一阶谐振腔r1之间采用侧壁磁耦合；差分输出谐振腔l和第四阶谐振腔r4之间采用侧壁磁耦合，差分输出谐振腔l'和第四阶谐振腔r4之间采用侧壁磁耦合。te102模式的能量无法在差分输入谐振腔s与第一阶谐振腔r1之间、差分输入谐振腔s'与第一阶谐振腔r1之间、差分输出谐振腔l与第四阶谐振腔r4之间、差分输出谐振腔l'与第四阶谐振腔r4之间耦合传递。

本实施例双层堆叠式微波宽阻带带通滤波器，在差分输入谐振腔s与差分输入谐振腔s'内传播te101模式电磁波的同时抑制te102模式的电磁波，使得te102模式的电磁波能量无法在差分输入谐振腔s和差分输入谐振腔s'与第一阶谐振腔r1之间，第四阶谐振腔r4与差分输出谐振腔l和差分输出谐振腔l'之间耦合传递，即由高次模电磁波谐振所引起的寄生通带被完全消除，进而得到具有超宽阻带的微波带通滤波器，显著提高了该滤波器的矩形系数。其中，本实施例中高次模电磁波为te102模式的电磁波。

请参见图6，图6是本发明实施例提供的一种双层堆叠式微波宽阻带带通滤波器中谐振腔在te102模式下的电磁示意图。本实施例滤波器工作时，由于引入了第一谐振腔r1、第二谐振腔r2、第三谐振腔r3和第四谐振腔r4，其中，第一谐振腔r1、第二谐振腔r2、第三谐振腔r3和第四谐振腔r4的长度为差分输入谐振腔s、差分输入谐振腔s'、差分输出谐振腔l、差分输出谐振腔l'的两倍，使得谐振频率为77.49ghz的te102模式得以激励，当差分输入端口输入等幅反相的差模信号时，谐振腔体对称面可视为短路，即可等效为理想的电壁(perfectelectricalconductor，简称pec)，此时，te102模式能够满足其边界条件并被激励起来，构建差模通带，而te101模式由于不满足边界条件而不能被激励。当差分输入端口输入等幅同相的共模信号时，谐振腔体对称面可视为开路，即等效为理想的磁壁(perfectmagneticconductor，简称pmc)，此时，te101模式能够满足其边界条件并被激励，而te102模式由于不满足边界条件而被抑制，构建共模通带。这样，共模信号和差模信号可以通过不同的模式进行传输，因此通过第一谐振腔r1、第二谐振腔r2、第三谐振腔r3和第四谐振腔r4来选取te102模式构建差模通带，差分输入谐振腔s、差分输入谐振腔s'、差分输出谐振腔l和差分输出谐振腔l'选取te101模式构建共模通带，且可以将四端口的差分滤波器设计转换为两端口的差分滤波器设计。其中，四端口为差分输入谐振腔s、差分输入谐振腔s'、差分输出谐振腔l和差分输出谐振腔l'，差分输入谐振腔s与差分输出谐振腔l或是差分输入谐振腔s'与差分输出谐振腔l'。

本实施例的双层堆叠式微波阻带带通滤波器的设计方法，具体包括以下步骤：

步骤1：切比雪夫滤波器低通原型参数设计与计算；

在s域，对复频率进行变换，变换公式如下：

其中，ωa是偶数阶切比雪夫多项式的第一正根，ωa可由下式计算：

其中，n为偶数。将s＝jω(ω≥ωa)与s'＝jω'代入公式(10)，ω与ω'可以表示为：

t'n(ω')＝tn(ω)/ω²(13)

通过公式(12)～(14)，偶数阶切比雪夫多项式t'n(ω')可修正为：

其中，四阶切比雪夫多项式tn(ω)与t'n(ω')可分别表示为：

t4(ω)＝8ω⁴-8ω²+1(16)

而对于任意二端口的滤波器，其传输特性均可以由传输方程h(s)与反射方程k(s)表示：

其中，e(s)、f(s)、p(s)均为多项式，对于切比雪夫滤波器，其传输方程h(s)与反射方程k(s)可以表示为：

其中，ε为实数，p(s)为常数，tn(s)为偶数阶切比雪夫多项式，其计算公式分别为：

其中，ap为通带波纹，本实施例优选ap为0.5db。则切比雪夫滤波器，输入阻抗可表示为：

将公式(17)代入公式(20)～(21)，综合s'＝jω'，|h(s)|²，|k(s)|²，e(s)以及f(s)分别表示为：

|h(s)|²＝4.14437s⁸+6.86661s⁶+2.84414s⁴+1(25)

|k(s)|²＝4.14437s⁸+6.86661s⁶+2.84414s⁴(26)

e(s)＝s⁴+1.52788s³+1.99563s²+1.40021s+0.49122(27)

f(s)＝s⁴+0.82843s²(28)

通过多项式除法计算，可将输入阻抗zin(s)表示为：

通过以上计算，可提取切比雪夫滤波器低通原型参数，分别为：g0＝1，g1＝g4＝1.309，g2＝g3＝1.542，g5＝1。

本实施例中g0～g5用于计算滤波器耦合系数与外部品质因数，进而设计滤波器的尺寸。

步骤2：滤波器整体尺寸的设计与计算。

步骤21：滤波器谐振腔尺寸计算；

本实施例滤波器采用的是swi结构，且滤波器电磁谐振模式为te101，通带频率为75ghz～80ghz，则滤波器的中心频率为：

其中，fl为75ghz，fh为80ghz，由公式(30)可得f0＝77.45ghz。

本实施例滤波器中心频率f0与等效矩形波导谐振腔的尺寸关系为：

其中，weff、leff分别为等效矩形波导谐振腔的宽度与长度，c0为光速，取值为3*10⁸m/s，εr为第一玻璃基板2和第二玻璃基板4的相对介电常数，本实施例中εr优选为5.5，等效矩形波导谐振腔的weff、leff与siw谐振腔尺寸的关系分别表示为：

其中，w、l分别为siw谐振腔的宽度和长度，d为siw谐振腔内第一玻璃基板通孔6、第二玻璃基板通孔7的直径，即为dtgv，p为siw谐振腔内第一玻璃基板通孔6之间、第二玻璃基板通孔7之间的中心间距，即为ptgv；siw谐振腔在本实施例具体包括差分输入谐振腔s、差分输入谐振腔s'、差分输出谐振腔l、差分输出谐振腔l'、第一阶谐振腔r1、第四阶谐振腔r4、第二阶谐振腔r2和第三阶谐振腔r3。

对于正方形siw谐振腔，则有weff＝leff，因此公式(31)可简化为：

结合上述公式(30)得到f0＝77.45ghz，可计算得到weff＝1200μm；

再根据公式(32)最终求得正方形siw谐振腔的边长w＝1200μm，进而得到差分输入谐振腔s、差分输入谐振腔s'、差分输出谐振腔l、差分输出谐振腔l'、第一阶谐振腔r1、第四阶谐振腔r4、第二阶谐振腔r2和第三阶谐振腔r3的尺寸大小。其中，差分输入谐振腔s、差分输入谐振腔s'、差分输出谐振腔l、差分输出谐振腔l'为正方形谐振腔，谐振腔的边长为w，第一阶谐振腔r1、第四阶谐振腔r4、第二阶谐振腔r2和第三阶谐振腔r3为长方形谐振腔，长度为2w，宽度为w。

请再参见图3，根据所计算的正方形siw谐振腔尺寸，在高频结构仿真(highfrequencystructuresimulator，简称hfss)三维电磁仿真软件中建模：第一玻璃基板2中的第一玻璃基板通孔6的直径dtgv＝25μm，第一玻璃基板通孔6之间的中心间距ptgv＝50μm，正方形siw谐振腔的边长w为1200μm，谐振模式设置为1。经仿真调整得到，当w为1190μm时正方形siw谐振腔的中心频率为77.45ghz。其中，谐振模式设置为1代表只设置te101模式。

步骤22：谐振腔之间耦合系数计算；

由步骤1计算得到切比雪夫滤波器低通原型参数g1～g5的值，具体g0＝1，g1＝g4＝1.309，g2＝g3＝1.542，g5＝1，进一步可得到谐振腔之间的耦合系数，其计算公式为：

其中，fbw为本实施例siw滤波器的相对带宽，fbw的计算公式为：

因此，将fbw的值、g1～g5的值带入公式(35)，可以计算得到耦合系数k12＝k34＝0.0454，耦合系数k23＝0.0419，其中，k12表示第一阶谐振腔r1与第二阶谐振腔r2之间的耦合系数，k23表示第二阶谐振腔r2与第三阶谐振腔r3之间的耦合系数，k34表示第三阶谐振腔r3与第四阶谐振腔r4之间的耦合系数。

请参见图7，图7是本发明实施例提供的一种双层堆叠式微波宽阻带带通滤波器的耦合系数k12的hfss仿真模型示意图。由上述可知第一阶谐振腔r1与第二阶谐振腔r2之间的耦合为电耦合，耦合窗口为第一辐射窗口20与第二辐射窗口21，第一辐射窗口20与第二辐射窗口21均为圆形形状，第一辐射窗口20与第二辐射窗口21的耦合窗口直径均为dc，第一阶谐振腔r1与第二阶谐振腔r2之间的耦合强度由耦合窗口直径dc决定，dc越大耦合越强。在hfss仿真软件建模中：谐振模式设置为2，即谐振模式分别为te101和te102时，仿真可得到两个谐振频率f1与f2，根据f1与f2可以计算耦合系数k12为：

经仿真调整得到，当dc为356μm时第一阶谐振腔r1与第二阶谐振腔r2之间的耦合系数k12＝0.0454。

同理，由上述可知第三阶谐振腔r3与第四阶谐振腔r4之间的耦合为电耦合，耦合窗口为第三辐射窗口22和第四辐射窗口23，第三辐射窗口22和第四辐射窗口23均为圆形形状，第三辐射窗口22和第四辐射窗口23的耦合窗口直径均为dc，第三阶谐振腔r3与第四阶谐振腔r4之间的耦合强度由耦合窗口直径dc决定，dc越大耦合越强。在hfss仿真软件建模中：谐振模式设置为2，即谐振模式分别为te101和te102时，仿真可得到两个谐振频率f1与f2，根据f1与f2可以计算得到耦合系数k34。经仿真调整得到，当dc为356μm时第三阶谐振腔r3与第四阶谐振腔r4之间的耦合系数k34＝0.0454。

请参见图8，是本发明实施例提供的一种双层堆叠式微波宽阻带带通滤波器的耦合系数k23的hfss仿真模型示意图。由上述可知第二阶谐振腔r2与第三阶谐振腔r3之间的耦合为磁耦合，耦合窗口为第五耦合窗口24和第六耦合窗口25，第二阶谐振腔r2与第三阶谐振腔r3的耦合强度由耦合窗口的宽度为w4决定，w4越大耦合越强。在hfss仿真软件建模中：谐振模式设置为2，即谐振模式分别为te101和te102时，仿真可得到两个谐振频率f1与f2，根据f1与f2可以计算得到耦合系数k23。经仿真调整得到，当w4为424μm时，第二阶谐振腔r2与第三阶谐振腔r3之间的耦合系数k23＝0.0419。

步骤23：谐振腔外部品质因数qe计算。

谐振腔外部品质因数qe，其计算公式为：

由步骤1可知切比雪夫滤波器低通原型参数g0＝1，g1＝1.309，由公式(36)可知fbw，则可计算得qe＝20.2789。

在hfss三维电磁仿真软件中，谐振腔外部品质因数qe可以由下述公式表示：

其中，ω0＝2πf0，f0由公式(30)可得，则qe正比于swi谐振腔s11群时延τs11，因此可计算出hfss三维电磁仿真软件中谐振腔s11群时延τs11的理论值为1.66×10^-10s。

请参见图9，图9是本发明实施例提供的一种双层堆叠式微波宽阻带带通滤波器的外部品质因数qe提取模型的横截面示意图。在hfss三维电磁仿真软件建模中，当滤波器中各参数分别调整为：w1＝440μm，w2＝254μm，w3＝266μm，l1＝970μm，l2＝595μm，l3＝430μm时，swi谐振腔s11群时延τs11的仿真值达到最大值1.66×10^-10s，且谐振腔s11群时延τs11最大值的位置在频率f0＝77.45ghz处。其中，w1为第一凹槽12、第二凹槽13、第三凹槽14和第四凹槽15距离第一金属层1的宽度，w2为第一金属片8、第二金属片9、第三金属片10、第四金属片11的宽度，w3为第一凹槽12、第二凹槽13、第三凹槽14和第四凹槽15的宽度，l1为第一金属片8、第二金属片9、第三金属片10、第四金属片11的长度，l2为第一凹槽12、第二凹槽13、第三凹槽14和第四凹槽15的长度，l3为差分输入谐振腔s与第一阶谐振腔r1之间的第一耦合窗口16、差分输入谐振腔s'与第一阶谐振腔r1之间的第二耦合窗口17、差分输出谐振腔l与第四阶谐振腔r4之间的第三耦合窗口18、差分输出谐振腔l'与第四阶谐振腔r4之间的第四耦合窗口19的宽度。可见，谐振腔外部品质因数qe用于设计差分输入端口、差分输出端口的尺寸大小。

请参见图10a～10b，图10a～10b是本发明实施例提供的一种双层堆叠式微波宽阻带带通滤波器的频率响应示意图。具体地，图10a为本实施例滤波器的差模信号频率响应示意图，可见，高次模电磁波，即离te101模式最近的te102模式，其谐振频率为122.47ghz，由te102模式谐振所引起的寄生通带被完全消除，进而得到具有超宽阻带的微波带通滤波器，显著提高了该滤波器的矩形系数；图10b为本实施例滤波器的共模信号频率响应示意图，可见，由于第一谐振腔r1、第二谐振腔r2、第三谐振腔r3和第四谐振腔r4的引入，其为差模信号提供了差模传输通道，进而抑制了共模信号的传输，显著提高了滤波器的共模抑制比。

综上所述，本实施例中的双层堆叠差分微波宽阻带带通滤波器，采用了双层堆叠的方式，将第二谐振腔r2、第三谐振腔r3放置于第二玻璃基板4上，使得滤波器结构的面积减小显著，无需再增加谐振腔与阻抗变换器，实现了偶数阶等输入输出阻抗的带通微波滤波器。本实施例采用双模式传输方式，利用te102模式的激励为差模信号提供传输通带，进而抑制共模信号的传输，提高了滤波器的共模抑制比。本实施例采用了玻璃基板代替硅衬底制作三维无源器件，可以消除高频电路中的涡流效应，显著降低了无源器件的高频损耗，提高了无源器件的品质因数，从而使得本实施例滤波器的功耗显著降低，提高了滤波器的品质因数。本实施例采用玻璃基板和三维集成技术，使得siw结构的特征尺寸显著减小，进而使得本实施例的滤波器的谐振频率提取得以显著提高。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。