专利名称：多输出动态调节电荷泵功率转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及DC/DC电源控制器，特别涉及一种用于集成功率管理系统的调节电荷泵功率转换器。
背景技术：
电子技术的发展已允许对便携式电子设备进行设计和节省成本的制造。因此，便携式电子设备的使用在可用产品数目和产品类型的方面持续增长。内容广泛的便携式电子设备的例子包括寻呼机、蜂窝电话、音乐播放器、计算器、膝上型计算机以及个人数字助理等。
便携式电子设备中的电子器件一般都需要直流(DC)电源。典型地，使用一个或多个电池作为能源来提供这种DC电源。理想地，能源应当完美地与便携式电子设备的能量要求相匹配。然而，电池的电压和电流往往不适合于直接向便携式电子设备的电子器件进行供电。例如，电池的电压电平可能不同于设备所需的电压电平。另外，电子器件某些部分的工作电压电平可能与其它部分不同，从而需要不同的电源电压电平。另外，电池不能对电流要求的快速波动进行迅速的响应。
便携式电子设备10的典型结构如
图1所示，包括能源12，如一个或多个电池，以及负载设备14，例如需要电源的电子器件。介于能源12和负载设备14之间的是可以执行多种功能的电源16。例如，图中示出与电源16集成在一起的功率转换器20，对来自能源12的功率提供必要的改变，以使其适合于负载设备14。
电源16还可以执行不同于功率转换的功能。例如，保护能源12、负载设备14和/或功率转换器20以防止其遭到持续高电流的破坏可能需要将能源12与便携式电子设备10的其余部分电气断开。作为另一个例子，功率转换器20在启动期间可能需要辅助手段。
对于所需功率转换的类型，功率转换器20可以″升高″(即升压)或″降低″电压。也就是，相对于来自能源12的输入电压VS，转换器20可以提高或降低提供给负载设备14的输出电压VOUT。功率转换器20还可以存储适量的能量，以满足负载设备14所要求而能源12不能提供的短时冲击或增加。
功率转换器20还可以调节输出电压VOUT，使其接近于期望输出电压电平，并且减小可能导致有害噪声或导致负载设备14不良性能的快速波动。这种波动可能会由于要求的变化、来自外部电磁源的噪声、能源12的特性、和/或来自电源16其它元件的噪声而发生。
虽然功率转换器20提供很多优点，但是现有功率转换器20也对便携式电子设备10施有不好的性能约束。下面将与通常遇到的约束类型一起讨论公知的功率转换器20的特定属性。
很多公知的功率转换器20是针对特定能源12以及负载设备14的特定负载要求而进行优化的。功率转换器20不能适应或者只能低效地适应能源12和/或负载设备14的电压和电流特性变化。例如，某些类型的功率转换器20不能提供高于输入电压VS的输出电压VOUT，并且/或者它们的效率与输入电压VS同所需输出电压VOUT的接近程度相关。另外，一些功率转换器20不能提供中间功率电平如0.5-1.0W。而且，公知的功率转换器20的设计将只能工作在狭窄的输入电压、输出电压和功率容量范围之内。
另外，如下面参照图2所述，一些功率转换器20仅通过低效的电压调节器，就获得可接受的校准输出电压VOUT。
在其它情况下，功率转换器20的电压调节对于负载设备14的需要是不够的。例如，额定输出电压VOUT可能由于输入电压VS的变化、功率转换器温度或负载设备14所吸收的输出电流的变化而变化。另外，即使电压VOUT处于可接受的额定输出电平，功率转换器20也可能在额定输出电压VOUT的附近产生不良的振荡。该电压波动VRIP定义为额定输出电压VOUT的振荡范围，并且可能损害或者妨碍负载设备14的正常工作。
因此，现有功率转换器20不能高效地根据要求将所需功率提供给负载设备，也不能针对能源和负载设备的变化作相应的调节，以提供稳定的VOUT。
而且，现有功率转换器20不能以低输入电压电平工作，例如低于一伏的输入电压VS。现有功率转换器20通常需要典型地相当于负载设备14的输出电压要求，一般大于一伏，的工作偏压。另外，外部和内部噪声源对输入电压VS施加一定量的噪声。当输入电压电平VS太低时，该噪声可能变得相对大，从而恶化或妨碍功率转换器20的工作。
需要大于一伏的输入电压意味着在其它方面都适合的单节电池或其它电源可能不适合作为设备10的能源12。例如，某些电化电池或其它电源所提供的额定电压可能低于一伏，或者具有电压随存储电荷的减少而下降的特性。这种电池的大量并且可能是大部分的存储能量只能在低于一伏的电压电平进行提取。因此，便携式电子设备10中电池使用寿命受到设备不能以来自电池的低于一伏的输入电压VS工作的限制。结果，电池在其中还剩有大量的电荷或“寿命”时，就被抛弃。通过把额外的电池加到设备10中来获得额外的使用寿命将增加设备10的尺寸和重量。
因此，很多现有功率转换器不能在低于一伏的输入电压工作(或者理想工作)。
而且，即使功率转换器20可以在低于一伏的输入电压VS连续工作，一般也需要更高的输入电压电平(即，超过1伏)来启动功率转换器20。也就是，转换器在启动阶段需要比连续工作所需的电压(例如，0.4V或更高)更高的输入电压。因此，为了提高从能源12提取的能量数量，一旦达到最小启动输入电压，功率转换器20就必须连续工作，因此加大功耗。
在启动阶段，外部启动电路(例如，肖特基二极管)经常加到现有功率转换器20。启动电路帮助克服启动时额外的输入电压要求，并且缩短功率转换器20达到其设计输出电压所需的时间周期。然而公知的启动电路通常不能在低于一伏的输入电压工作。另外，不得不使用外部启动电路将限制小型化功率转换器20的能力。另外，外部启动电路即使在功率转换器20不处于启动状态时往往也消耗功率，从而降低功率转换器20的效率。
因此，现有功率转换器20一般不能以低于一伏的输入电压启动，也不能高效地以大于一伏的输入电压提供启动。
现有功率转换器20的另一个缺点是，它们不能高效地提供亚微米集成电路所需的输出电压。便携式电子设备10的集成电路设计正在向更低工作电压的电路发展。例如，当前基于亚微米技术(0.5μm和更小)的互补型金属氧化物半导体(CMOS)的制造能力典型地支持在3.0-3.3V工作的设备。降低这种集成电路器件尺寸的投影技术发展将意味着进一步降低该工作电压，因此电源和功率转换器将不得不朝着提供这些更低工作电压的方向发展。
例如，微处理器设计趋势突出了在更低工作电压工作的电源的需要和优点。降低微处理器集成电路元件的零件尺寸，从而以更低的成本提高功能性。这样，一个芯片可以包含大量芯片和独立元件的电路。更小的零件尺寸还允许微处理器更快速地执行它的功能。采用更小的零件，可以更快速地执行数字开关。由于开关元件往往产生与开关速率成正比的热量，因此更紧密的组装和更快速开关的元件使热量散发成为微处理器设计的一个限制条件。所提高的开关操作速率还意味着每个零件可以充当向相邻零件发射电磁干扰(EMI)的射频(RF)天线。降低微处理器的工作电压有助于零件尺寸的减小，开关速率的提高和热量的散发。而且，正如所述，由零件产生的热量典型地与工作频率成正比；然而，所产生的热量还与工作电压具有二次关系，也就是，降低工作电压一半可以将所产生的热量降低到四分之一。由此所导致的降低工作电压的趋势可以从典型的微处理器所采用的如下电压看出1990年使用5V、1995年使用3.3V、1998年使用1.8-2.4V、2000年使用1.2-2.4V、并且以后预期使用1V或更低。
随着零件尺寸变得更小，每个零件的电流承载能力也减小。因此，更低的工作电压支持减小该电流，从而该零件不会发生故障。
而且，零件间的距离也减小，从而减少零件间的绝缘材料量。因此，更低的工作电压可以避免由于击穿零件间更薄的绝缘材料，该击穿会导致微处理器故障。
因此，对于可以提供解决更小且更快集成电路和微处理器所需的更低工作电压的输出电压VOUT的功率转换器，存在大的需要。更具体地说，期望功率转换器可以方便地产生范围为0.8-1.6V的校准输出电压VOUT。
现有功率转换器20的另一缺点是即使考虑集成电路结构如硅绝缘体(SOI)和硅金属(SOM)，它们也不适合于小型化便携式设备中的期望电平，也不适合于嵌入式应用。在某些情况下，由于不适合集成电路制造的必要独立外部元件的数目，小型化是不可能的。这些元件因此需要印制电路板(PCB)、混合电路、或多芯片模块(MCM)设计，其中，这种制造的尺寸与费用都高于完全集成的电路。
另外，公知的功率转换器20的效率将导致不适合于进一步小型化的热量产生量。
因此，现有功率转换器20不能制造为集成电路，尤其是与负载设备14嵌入在一起的集成电路。
传统功率转换器的另一缺点是它们可能发射不良的电磁干扰(EMI)量，该干扰量必须通过远离和/或屏蔽负载设备14来控制。EMI可能来自加入到功率转换器20中的电感器，或者是减小功率转换器20电路零件尺寸的结果。当通过使用更小的元件寻求减小独立元件的尺寸时，能量存储和传输能力也必然减小。因此，需要更高的工作频率来传输等量功率。然而，更高的工作频率还导致有害于便携式电子设备10的EMI。而且，便携式电子设备10本身通常都有关于RF发射的联邦强制限制，当工作频率足够高时，可能超过该限制。
因此，期望功率转换器20有利地产生最小量热量或者辐射能量(EMI)给负载设备14，从而适合于嵌入在同一集成电路或模决上。
上述问题中有很多混合在需要多个电压电平的设备中。例如，便携式无线通信设备包括要求在不同电压工作的处理、存储、传输和显示功能。这些单元中有很多都需要电压调节和低EMI，从而圆满地执行。而且，典型地期望延长电池寿命并且支持小设备尺寸。
因此，各种现有类型的功率转换器20不适合于解决一个或多个上述缺点，以及满足工业和市场的需要。因而，期望改善功率转换器技术以解决上述各种缺点。
发明内容
本发明通过提供一种装置和方法，用于高效地根据负载设备的要求从能源传输功率的动态控制的内部校准的功率转换器，克服现有技术的上述和其它缺陷。
具体而言，根据本发明的一方面，动态控制器操作电容功率输出级以在负载电容器CL的两端保持输出电压VOUT的速率输送电荷。更具体地说，当输出电压VOUT降至低于基准电压VREF时，动态控制器从快速电容器CF放电到负载电容器CL。因此，在对应于负载要求的电平工作提高了功率转换器的效率。而且，输出电压VOUT是内部校准的，即以保持预定电压电平的速率传输电荷。因此，不需要低效的下游电压调节器。
根据本发明的另一方面，通过在动态控制器和电容功率输出级中方便地加入低控制阈值开关，功率转换器可以在低于一伏的输入电压VS工作。
根据本发明的另一方面，通过采用在动态控制器处于关状态时对启动电容器充电的渐进式启动开关，功率转换器可以从放电状态以低于一伏的输入电压工作。一旦充电，该启动电容就闭合输出级中的功率开关，以提供电荷给负载电容CL，直到负载电容CL被充电至足以使动态控制器执行对功率输出级的控制。
根据本发明的另一方面，功率转换器提供相对于输入电压的提高或降低(升高或下降)的预定输出电压。功率转换器可以通过对如输入电压和温度的因素不敏感的内部校准，灵活地提供输出电压，从而高效地提供预定低输出电压，例如0.8-1.6V或更低。
根据本发明的另一方面，集成功率转换器提供高效且校准的功率转换，从而几乎不产生热量。具体而言，集成功率转换器由于只有电容，而没有电感器，因此具有固有的低EMI发射。而且，集成功率转换器通过更慢的开关操作，在低容量要求期间减轻EMI发射。由于不存在电感器，使得一些应用可以通过加入集成电路电容器且没有外部元件而进一步小型化。由于这些原因，在一些应用中，集成功率转换器可以方便地与负载设备一起嵌入在集成电路中。另外，在一些应用中，集成功率转换器适用于低输入和/或低输出电压。
通过附图及其描述，本发明的这些和其它目的及优点将会变得更加清楚。
附图简述包括在本说明书中并作为其一部分的附图示出本发明的实施例，并且与上面给出的本发明总体描述以及下面给出的这些实施例的详细描述一起，用来说明本发明的原理。
图1是包括带功率转换器的电源的便携式电子设备的高级方框图；图2是振荡器控制的功率转换器(开环电荷泵)的高级方框图；图3是动态控制的内部校准的功率转换器的高级方框图；图4是图3的功率转换器的功率输出级电路的一个实施例；图5是图3的功率转换器的功率输出级电路的另一个实施例；图6是图5的功率输出级最大负载条件的边界条件的电压图；图7是动态控制功率转换器的一个实施例的高级方框图；图8是图7的功率转换器的操作流程图；图9是图8的启动操作的流程图；图10是图8的动态操作的流程图；图11是图7的功率转换器的功率输出级电路的一个实施例；图12是图7的功率转换器的功率控制器电路的一个实施例；图13是图12的功率转换器的电压基准电路的一个实施例；图14是图12的功率转换器的比较器电路的一个实施例；图15是图14的比较器电路的更详细的电路；图16是图12的功率转换器的定时控制器电路的一个实施例；图17是图16的定时控制电路的说明性时序图；图18是包括积分电容单元的多输出功率转换器集成电路元件的一个实施例；图19是图18的多输出功率转换器的方框图；图20是图19的多输出功率转换器的功率输出级的其中之一的一个实施例；图21是图19的多输出控制器的输出控制器的一个实施例；图22是图21的输出控制器的电路图；图23是用于图22所引用的加电信号的电路；图24是图19-23的多输出功率转换器的引出管脚图。
详细描述功率转换通过考虑现有功率转换器中的其它功率转换技术，可以更好地理解根据本发明原理的电荷泵的动态控制的操作和优点。
例如，线性调节器是一种现有功率转换器。线性调节器具有直接与输入电压VS和输出电压VOUT的比率成正比的效率。因此，两倍于所需输出电压VOUT的输入电压VS将导致大约一半来自能源12的功率被功率转换器20无效地消耗掉。由于更低的效率以及所导致的热量，线性调节器需要一个散热器，该散热器通常很难或不能集成到例如遵循PCMCIA规格标准的薄型封装中。而且，线性调节器一般需要两个分立的电容器，从而进一步限制尺寸的减小。而且，线性调节器不能升高输入电压VS，因此不适合于某些应用。例如，小型便携式电子设备10如助听器可能得益于提供0.8-1.4V电压的便宜单节碱性电池。然而，负载设备14，在本例中为助听器，可能需要3.0V。线性调节器不适合于这种应用。
基于电感器的功率转换器和只有电容(″电荷泵″)的功率转换器都能够升高或降低输入电压VS。这种设计一般需要1.5-3.3V的输入电压VS，并且提供1.8-5.0V的输出电压VOUT，其中，连续的输出电流在10-200mA之间。采用这些设计，低于一伏的输入电压或输出电压一般是不可能的。而且，200-500mW范围内的输出功率一般也是达不到的，除非通过例如并联多个功率转换器20以组合它们各自的输出的方法，而这样会使组合所消耗的功率增加。
在基于电感器的功率转换器和只有电容的电荷泵之中，典型地选择前者用于低功率应用(例如，最大为200mW)，因为它们与电荷泵设计相比，相对高效。另外，与采用电荷泵相比，更易于实现所需输出电压VOUT。具体地说，输出电压VOUT与电流导数(di/dt)乘以电感器电感值的乘积成正比。因此，输入端的更高工作频率和/或更高电流电平一般不直接影响所实现的输出电压。然而，基于电感器的功率转换器通常需要非线性铁芯或铁珠用于电感器，还需要外部电阻器和电容器。因此，基于电感器的功率转换器不易于进一步的小型化。电感器还是产生不良EMI的″噪声″元件。
参照图2，示出一个公知的只有电容的电源16，包括振荡器控制的功率转换器20(或″开环电荷泵″)和下游电压调节器22。为说明起见，能源12如电池作为电源16的一部分示出。这种设计确实具有避免使用电感器的集成问题和EMI问题的优点。
开环控制表示振荡器控制的功率转换器20不会有利地使用反馈来帮助调节其输出。当需要改善的控制时，一般使用相反的动态(或闭环)控制。例如，定时烹饪是开环控制方法，需要周期性的检查，以避免烹饪不够或烹饪过度。因此，带温度检测仪的烹饪是动态闭环控制的例子，即使食物重量或者烹饪能量(例如，烤炉热量或微波能量)发生变化，也能保证食物达到所需温度。
然而，开环电荷泵20是低效的，并且只有将多个电荷泵并联在一起以达到所需输出电流，才能提供高于200mA的输出电流。虽然能够提供增大电流，但是结果是低效的。级联多个电荷泵这一需要是闭合时充当串联电阻器(″寄生电阻″)的所使用功率开关M1-M4的结果。在高输入电流电平，所产生的寄生电阻造成非常低效的操作，因为由电路消耗的功率是输入电流乘以开关寄生电阻的平方函数。因此，一般达到的效率范围为30-90％，其中当电荷泵以其最大设计容量工作以满足负载设备的最大要求时，达到较高的效率。在较低要求电平，电荷泵没有必要地在状态之间切换时，进一步产生功耗。
另外，基于振荡器的功率转换器20的另一缺点是大部分需要大约三个外部电容器，这将妨碍电路的集成和小型化。
图2的功率转换器20(或″开环电荷泵″)包括输出级24和振荡器控制器26。开环电荷泵20的基本原理是输出级24响应振荡器控制器26在充电阶段与放电(或泵送)阶段之间交替。在这些阶段之间进行切换的时间是预定的，并且典型地基于负载设备的预期峰值要求。
功率输出级24的类型包括反相和非反相型以及带不同数目的用于传输和存储电荷的电容元件的型式。图2示出非反相输出级24包括开关矩阵28、一个快速电容器CF、以及一个负载(或存储)电容器CL。开关矩阵28可以是集成电路，而公知的快速和负载电容器CF、CL是独立的元件。开关矩阵28响应振荡器控制器26，将能源12、快速电容器CF和负载电容器CL连接为充电结构和放电结构。
具体地说，开关矩阵28包括四个功率开关M1-M4。第一功率开关M1响应来自振荡器控制器26的充电开关信号S1而闭合，将能源12的正极端30(输入电压VS)电气连接到快速电容器CF的第一端31。第二功率开关M2响应来自振荡器控制器26的放电开关信号S2而闭合，将快速电容器CF的第一端31电气连接到负载电容器CL的第一端32(VINT)。第三功率开关M2响应充电开关信号S1而闭合，将能源12的基准端33电气连接到快速电容器CF的第二端34。第四功率开关M4响应放电开关信号S2而闭合，将快速电容器CF的第二端34电气连接到能源12的正极端30。
工作时，振荡器控制器26闭合充电开关信号S1以闭合第一和第三功率开关M1、M3，同时断开充电开关信号S2，以断开第二和第四功率开关M2、M4。因此，负载电容器CL提供未校准的输出电压(或中间电压VINT)，并且与快速电容器CF和能源12电气断开。另外，快速电容器CF与能源12电气并联，从而充电到小于或等于能源12的输入电压VS的快速电容器电压。传输到快速电容器CF的电荷量将依赖于若干因素，包括快速电容器CF是否完全放电、振荡器控制器26使快速电容器CF处于充电结构中的时间、快速电容器CF的电气特性、以及输入电压VS。为简单起见，假定快速电容器电压VF实现完全充电从而快速电容器电压VF在充电阶段结束时等于VS。
然后振荡器控制器26将在预定时间通过断开充电开关信号S1，断开第一和第三功率开关M1、M3，闭合放电开关信号S2，闭合第二和第四功率开关M2、M4，切换到放电结构。这样，通过将快速电容器CF电气附加串联到能源12，把快速电容器电压VF(在此假定为VS)加到能源12的输入电压VS上。该组合电气连接到负载电容器CL的两端。因此，在放电阶段，负载电容器CL的第一端31的中间电压VINT充电至大约接近输入电压VS的两倍。
同样，传输到负载电容器CL的电荷量将依赖于很多因素，如放电阶段的预定持续时间、负载电容器CL的电气特性、快速电容器CF和负载电容器CL在放电阶段开始时的电荷量、输入电压VS以及负载设备14在VOUT从负载电容器CL吸收的功率量。
因此，实际中间电压VINT对于每个快速电容器CF，一般为输入电压VS的1.6到1.9倍。再增大需要多个快速电容器CF，其中每个电容器在充电阶段电气并联于能源12，而在放电阶段所有电容器都电气串联于能源12。因此，最终可实现的中间电压VINT不利地受限于由输入电压VS和快速电容器CF数目决定的特定范围。
这样使得下游电压调节器22必须典型地通过降压将来自基于振荡器的功率转换器20的未校准中间电压VINT限制于期望的校准输出电压VOUT。典型地，电压调节器2 2将未校准中间电压VINT与来自电压基准38的基准电压VREF进行比较，以确定输出VOUT。电压调节器22位于下游，因为它在功能上是独立的，并且处于基于振荡器的功率转换器20之后，而不是功率转换器20的集成部分。
因此，只有电容的电源16由于开关矩阵28的开关操作、不断工作的振荡器控制器26以及电压调节器22的功耗而消耗电能。当使用现有技术中只有电容的电源16来相对于输入电压VS降低(减小)输出电压VOUT时，电压调节器22的功耗尤其不利。基于振荡器的功率转换器20仅升高输入电压VS。因此，电压调节器22在降低中间电压VINT时功耗更大。
功率转换器中的动态控制参照上述现有功率转换器20，现在描述本发明的一个实施例。参照图3，功率转换器40以方框图的形式示出，阐述根据本发明一方面的从能源12到连接在输出端42、43之间的输出电压VOUT的负载设备14的功率传输动态控制。功率转换器40是动态控制的，因为即使输入电压VS和功率转换器40的传输和存储特性发生变化，它也适应于来自负载设备14的要求。
功率转换器40是内部电压校准的，因为所传输的电荷量不仅对应于要求，而且对电荷传输速率进行控制，从而使输出电压VOUT保持在接受范围内。这通常称作保持在可接受电压波动VRIP内。这样，不是在后一级中执行调节，从而消除了如图2所述的典型独立电压调节器22所增加的复杂性和功耗。
功率转换器40包括功率输出级44，将电荷传输到负载设备14；以及功率控制器46，连接到功率输出级44，响应性地命令传输适当的电荷量。
在一个实施例中，功率输出级44是电容电荷泵，在输出端42、43之间包括负载电容器CL。负载电容器CL存储电荷，并且提供与存储电荷相关的输出电压VOUT。功率输出级44还包括一个快速电容器CF，用于将电荷从能源12传输到负载电容器CL。最好选择低内阻的电容器用于负载电容器CL和快速电容器CF，以减小功率转换器40的功耗。功率输出级44包括连接到快速电容器CF、负载电容器CL和能源12的开关矩阵48，用于在充电阶段和放电(泵送)阶段之间配置功率输出级44，如电荷泵中常见的一样。具体而言，在充电阶段，开关矩阵48将快速电容器CF电气并联于能源12，以对快速电容器CF充电。另外，在放电阶段，负载电容器CL将功率提供给负载设备14，并且与能源12和快速电容器CF电气断开。
在放电阶段，开关矩阵48对如上所述与负载电容器CL串联的能源12和快速电容器CF的“累积”电压放电。这样，功率输出级44可以将负载电容器充电到高于能源12的输入电压VS的输出电压VOUT。
应该理解的是，在一些应用中，功率输出级44能够采用如图3所示的结构，降低(减小)输入电压VS。可以操作开关矩阵48，使得在放电阶段只有具有快速电容器电压VF的快速电容器CF连接到负载电容器CL的两端。典型地，快速电容器CF比负载电容器具有更小的存储电容。因此，特别是在下面将要更详细讨论的动态控制下，每个单独放电阶段不足以让负载电容器过充电。相反，通过配置快速电容器CF和能源12在放电阶段进行串联，传统功率转换器20预先配置为升高输出电压。以快速电容器CF仅在放电阶段连接的方式预先改变结构以降压，不能实现具有能够根据需要重新配置以达到所需输出电压VOUT的动态控制器50的灵活性。
由于功率转换器40能够降低输入电压和升高(提高)输入电压，因此不需要在图2的基于振荡器的功率转换器20中所述的低效下游电压调节器22。
另外，根据输出电压的代数符号是否与输入电压VS相反，功率输出级44可以分为反相型或非反相型。例如，2.2V输入电压VS可以转换为-1.6V输出电压VOUT。通常，为简洁起见，下面说明非反相实施例，但是本领域的技术人员在看到本发明内容之后应该知道对反相功率转换器40的应用。
多环功率控制器46，包括动态控制器50、电压基准52、以及环境控制器64，以方便控制功率输出级44。第一控制环56由来自输出端42的输出电压VOUT形成，它作为对动态控制器50的反馈来提供。动态控制器50对输出电压VOUT低于预定值VREF进行响应，命令开关矩阵48将额外的电荷从能源12传输到负载电容器CL。动态控制器50通过将VOUT与来自电压基准52的基准电压VREF相比，确定VOUT是否低于预定值。为了简化电压基准52，如果能源12的电压足够稳定(例如，锂电池的电压是稳定的)，则可以由能源12提供一个适当的VREF。这样，电压基准52就可以由输入电压VS的分压器或倍增器提供，以实现所需的基准电压VREF。
对于本发明的某些应用，第一控制环56单独足以对功率转换器40的功率传输进行动态控制，以实现校准输出电压VOUT。
除了第一控制环56之外，多环功率控制器46还可以包括第二控制环58。在第二控制环58中，快速电容器CF的电荷作为快速电容器电压VF被动态控制器50检测。这样，如果需要，在快速电容器CF第一次达到充电最佳状态，近似80％时，就可以判定快速电容器CF的任何放电。存在充电最佳状态，是因为对快速电容器CF充电不足将导致不必要的开关损耗，而对快速电容器CF过充电将不必要地限制功率传输速率。
关于不必要的开关损耗，开关矩阵48的动态控制通过保持在放电阶段直至需要更多的电荷(即VOUT降至低于VREF)，实现部分如对第一控制环所述的效率。相反，基于振荡器的功率转换器20即使在不必要时，也以固定的速率进行切换。通过在充电阶段保持足够长的时间而使快速电容器CF获得大量的电荷，实现开关矩阵48动态控制的额外效率。例如，充电到充满状态的40％而不是80％将需要双倍的工作频率来传输相同的功率。功率开关M1-M4浪费与增大工作频率相关的功率。因此，第二控制环58检测快速电容器CF的电压电平，以避免在充电阶段充电不足，从而避免不必要的开关损耗。
优化快速电容器CF的充电还包括避免过充电。电容器的特征在于它们的充电速率是时间函数。具体地说，当电容器接近充满状态时，接受额外电荷的速率将下降。因此，电容器初始所获取的电荷量与后面获取类似的电荷量相比所花的时间更少。例如，将把快速电容器CF两次充电到45％与把快速电容器CF一次充电到90％相比，即使快速电容器CF接受相同的电荷量，前者所花的时间也比后者少。因此，使开关矩阵48处于充电阶段的时间周期大于达到快速电容器CF的最佳充电电平所需的时间周期，将错过传输更多功率的机会。
需要理解的是，最佳充电电平可以根据经验和/或通过分析进行确定，这一点为本领域的技术人员所知。
与一个或多个其它上述控制环56、58结合，功率转换器40可以方便地包括前向控制环60，从而将能源12的一个或多个参数提供给动态控制器50。前向控制环60的一个用途是由于在能源12中检测到不安全状态或者性能限制状态，屏蔽(即，中断到输出端42、43的输出电流)并且/或者旁路(即，将能源12直接连接到输出端42、43)功率转换器40。例如，低输入电压可能表示能源12中的剩余电量不足以保证功率转换器40的继续工作。作为另一个例子，从能源12吸收的电流对于持续工作可能太高。因此，可以在功率转换器40中包括保护电路，用于根据控制环60，中断到输出端42、43的输出电流。
作为另一个例子，通过功率转换器40与能源12和输出端42、43的直接并联，对于负载设备14的大要求，可以保证功率转换器40的连续工作。当输入电压VS与所需输出电压VOUT近似相同时，尤其是这样。通过使两条路径提供电流给输出端42、43，可以获得更大的输出电流IL。
作为另一个例子，快速电容器电压VF(第二控制环58)和输入电压VS(前向控制环60)可以表示功率转换器40处于放电状态和处于启动状态。该启动状态可以有利地保证使用快速的渐进式启动电路，下面将要讨论这样的例子。
与其它控制环56、58和60中的一个结合，功率控制器46还可以包括自适应控制环62，如环境控制器64所示。环境控制器64检测控制参数66，并将命令68提供给动态控制器50，以修改输出电压VOUT的预定值。例如，环境控制器64可以检测动态控制器50已变得不稳定，并且对此进行响应，提供一个信号来将动态控制器50驱动到稳定输出状态。更具体而言，环境控制器64可以用来检测功率转换器40的不稳定工作状态，例如接近固定值的瞬时输出电压和电流。环境控制器64然后可以调节预定值来将功率转换器40驱动到稳定工作状态。而且，这种预定值修改可以包括将动态控制器50复位到稳定初始状态。
作为另一个例子，自适应控制环62可以包括输入到环境控制器64的控制信号SC，从而可以使动态控制器50响应负载设备14(例如、CPU、易失性存储器、模数转换器、数模转换器)中的变化或者其它参数。在功率转换器40的校准输出电压VOUT下，负载设备14可以有利地更好运行。作为另一个例子，输出控制信号SC可以是重新配置控制信号，例如，用于选择所需反相或非反相模式或者预定输出电压VOUT。作为另一个例子，可以通过SC命令控制保护功能(例如，旁路、屏蔽或者改变输出电压)，以防止破坏负载设备14。例如，负载设备14在高电流下可能发生故障，因此可以施加限制来防止这种情况。
根据本发明所采用的开关矩阵48的类型，动态控制器50为开关矩阵48产生各种控制信号，如开关信号S1、S2和S3到SN所示，下面将对此进行更详细的讨论。
需要理解的是，快速电容器CF和负载电容器CL表示电荷存储和传输元件，还可以表示独立电容器或者集成电路电容器阵列。
而且，由于动态控制器50的灵活性，快速电容器CF和负载电容器CL可以包括各种不同的存储能力，例如小型电容器(例如，陶瓷、芯片厚膜、钽、聚合物)和大型电容器(例如，超电容器、假电容器、双层电容器)。电容量反映存储能力。因此，提供等量的能量传输需要以高工作频率从小型快速电容器CF传输小量电荷，或者以更慢的速度传输大量电荷。因此，功率转换器40是灵活的，因为相同的动态控制器50可以控制各种功率输出级44，对此将参照图5进行更详细的讨论。具体而言，与现有技术中基于振荡器的功率转换器20不同，动态控制器50可以在适合于包括超电容器的功率输出级44的低工作频率范围内工作，对此将要进行讨论。
还需要理解的是，能源12可以包括各种电荷存储或产生设备，如一个或多个电化电池(例如，电池)、光电电池、直流(DC)发电器(例如，带充电电池的由靠运动供电的发电器充电的腕表)以及其它可用电源。
作为另一个例子，根据本发明的功率转换器40可以有利地用于由其它电源供电的电子设备。例如，从标准交流(AC)墙上插头接受其功率的设备一般将AC功率转变为用于设备电子部分的直流(DC)功率。所提供的DC功率不经过进一步的调整和调节，可能不适合于全部或部分电子器件。例如，微处理器可能在2.2V工作，而输入/输出电子器件可能在5V工作。因此，根据本发明的功率转换器40可以用来降低提供给微处理器的输入电压。
电容电荷泵输出级参照图4，示出用于如图3的功率转换器40所示的本发明实施例的一个适合的电荷泵输出级44。功率输出级44可以配置为反相型和非反相型。四个开关M1、M2、M3、M4用来相对于负载电容器CL在放电阶段和充电阶段之间切换能源12如DC源和合适的快速电容器CF，如图2所示。具体地说，开关M1和M3响应开关信号S1而闭合，从而M1将能源12的正极端30(输入电压VS)连接到快速电容器CF的第一端31，并且M3将快速电容器CF的第二端34接地。开关M2和M4在充电阶段断开。
在放电阶段，开关信号S1消失，断开开关M1和M3。然后，响应开关信号S2而闭合开关M2和M4，能源12的输入电压VS和快速电容器CF串联。这样，CF的第一端31可用于通过开关M2连接到负载电容器CL，而电容器CF的第二端34通过开关M4连接到能源12的正极端30(VS)。
重新配置开关信号S3和S4控制在什么情况下将快速电容器CF和能源12置于负载电容器CL的两端，使得功率输出级44可以在反相或非反相模式下工作。非反相模式表示在正极输出端42(VOUT+)提供输出电压VOUT而负极输出端43(VOUT-)一般接地。反相模式表示在负极输出端43(VOUT-)提供输出电压VOUT并且该电压的代数符号与能源12的输入电压VS相反。此时正极输出端42(VOUT+)一般接地。负载电容器CL的(正极)第一端32电气连接到正极输出端42(VOUT+)。负载电容器CL的(负极)第二端35电气连接到负极输出端43(VOUT-)。
通过采用信号S3闭合重新配置开关M5和M8，且采用信号S4断开重新配置开关M6和M7，执行功率输出级44的非反相模式。避免信号S3和S4的命令重叠，以防开关M5或M8与开关M6或M7同时闭合，从而防止不利地引起负载电容器CL短路。因此，非反相模式导致负载电容器的第一端(正极)32由于闭合开关M5而通过开关M2连接到快速电容器CF的第一端31。负载电容器CL的(负极)第二端35由于闭合开关M8而接地。
通过采用信号S3断开重新配置开关M5和M8，且采用信号S4闭合重新配置开关M6和M7，执行功率输出级44的反相模式。因此，负载电容器CL除如同前面连接到输出端42、43之外，其第一端32由于闭合开关M7而接地，从而正极输出端42(VOUT+)接地。负载电容器CL的第二端35由于闭合开关M8而通过开关M2连接到快速电容器CF的第一端31。
需要理解的是，重新配置功率输出级44允许一个电路在相同的输出端42、43选择性地提供非反相或反相输出电压。因此，基于可重新配置功率输出级44的全集成线性电源将允许只用一种微芯片代替78XX(非反相)和79XX(反相)微芯片(例如，在TO-220、TO-3、SO8-TSOP-8、SOT23、SOT223等类型的封装中进行封装)。用一种器件代替两种器件的好处是允许更经济的制造和简化库存控制。
另外，功率转换器40的环境控制器64可以根据外部参数SC或者内部参数66，自动将功率输出级44配置为适当的反相或非反相模式。因此，通过包括容易重新配置为所需模式的功率转换器46，可以提供便携式电子设备10在设计过程中或工作期间更大的灵活性。例如，通过控制功率输出级44，功率转换器46可以响应所检测的参数，如独立元件负载电容器CL的极性，开始配置开关M5-M8。可选地，可重新配置开关M5-M8可以包括能从外部闭合的微芯片引脚。
还需要理解的是，可以使用本发明的各种其它功率输出级44。例如，两个或多个快速电容器CF可以并联于能源12进行充电，然后以累加方式串联在一起，以获得更大的升压能力。另外，功率转换器40还可以包括混合型反相和非反相结构，其中，功率转换器40的一部分在正极输出端42，提供以地面为基准的动态控制的内部校准的正输出电压，同时，功率转换器40的另一部分在负极输出端43，提供以地面为基准的动态控制的内部校准的负输出电压。
需要理解的是，根据本发明的另一开关矩阵48可以通过重新配置降低非反相或反相形式的输出电压VOUT。例如，当相对于输入电压VS降低(减小)输出电压VOUT时，快速电容器CF可以单独连接到负载电容器CL的两端。因此，配置为降压的功率转换器40可以永久性地将快速电容器CF的第二端34接地，或者通过保持开关M3闭合和开关M4断开进行重新配置，而不管是处于充电阶段还是处于放电阶段。这样，在充电阶段，快速电容器CF电气连接到能源12的两端，从而对它充电。在放电阶段，只有快速电容器CF(也就是，没有能源12)电气连接到负载电容器CL的两端。
作为另一个例子，其它修改将允许当输出电压VOUT的大小小于输入电压VS(0＞VOUT＞-VS)时执行输入电压VS的反相。不像如图4所示切换负载电容器CL，负载电容器CL的第一端32电气接地并且连接到正极输出端VOUT+42。负载电容器CL的第二端35电气连接到负极输出端VOUT-43。在充电阶段，快速电容器CF如上所述在能源12的两端充电。在放电阶段，快速电容器CF如上所述单独连接在负载电容器CL的两端，用于非反相降压结构。由于正极输出端VOUT+42电气接地，因此将对负极输出端VOUT-43进行动态控制。
动态控制电荷泵的分析参照图5，示出在图3的功率转换器中使用的电荷泵功率输出级44(或“电荷泵”)的一个实施例。功率输出级44在两个阶段工作充电和放电，(即泵送)，如上面对图2的振荡器控制的功率转换器20所述。功率输出级44连接在提供输入电压VS的能源12和接受电流负载IL的负载设备14之间。不同于图2，没有示出电压调节器22。功率输出级44包括负载电容器CL、快速电容器CF和四个功率开关M1-M4，如上面图2所述。为了阐述根据本发明的一方面对电荷泵进行动态控制的优点，下面的分析推导描述如何可以高效地开关功率输出级44。功率控制器46将电荷泵的操作分为两个阶段充电和放电。因此，术语“充电”和“放电”是指快速电容器CF。在充电阶段，输入电压VS对快速电容器CF充电，负载电容器CL将功率提供给负载。在放电阶段，电荷从快速电容器CF流到负载和负载电容器CL。因此，术语“充电”和“放电”是指快速电容器CF。有两个参数影响电荷泵的操作1.ε——对快速电容器CF充电所达到的输入电压VS比率，其中，0＜ε＜VS。
2.TDIS——对快速电容器CF放电以升高输出电压VOUT的最小时间量。
图6示出提供最大负载电流IL所必须满足的功率输出级44的边界条件。当在充电阶段对快速电容器CF充电时，输出电压VOUT下降。在随后的放电阶段结束时，必须传输足够的电荷，以提高负载电压VOUT回到基准电压VREF。
为分析起见，假定功率开关M1-M4和存储电容器CP、CL将在时间(t)＝0从初始放电状态(即，VOUT＝0，VF＝0)工作，而不管输入电压VS多低，或者是否存在负载设备14。而且，该分析假定一种第一和第二控制环56、58的实施方法，其中，分别监测负载电容器CL和快速电容器CF的充电状态。而且，负载电容器CL两端的负载电压VL与输出电压VOUT可以互换使用。
在启动期间，功率输出级44经过很多次充放电阶段直到在CL上充电的输出电压VOUT上升到预定值(所需输出电压)或电压基准VREF之上。在对CL完全充电之后(即，VOUT＞VREF)，功率输出级44将保持在放电阶段，直到施加一个负载，导致输出电压VOUT降到基准电压VREF之下(VOUT＜VREF)，如图6的最左部分所示。空载延时TDEL发生在时间(t)＝0开始充电阶段之前。对快速电容器CF充电，直到其电压VF在时间(t)＝a达到输入电压的比率εVS。在对CF充电之后，功率输出级44返回到放电阶段，持续从时间(t)＝b开始到时间(t)＝c结束的由TDIS给出的最短时间。该最小时间TDIS为快速电容器CF的放电提供足够的时间。在该最小放电时间之后，功率输出级44在VOUT＞VREF的时候仍保持在放电阶段中。由于该分析示出最大功率容量情况，因此VOUT在时间(t)＝c就立即低于VREF。因此，在放电阶段尚未超过基准电压VREF，并且再次执行充电阶段/放电阶段。
在充电和放电阶段之间出现时间(t)＝a与时间(t)＝b之间的空载延时TDEL，此时，开关M1-M4全断开，以消除瞬间短路的任何可能性(即，缓和跨导的中介延迟)。例如，如果同时闭合开关M1和M2，那么能源12的正极端30与正输出端42短路。如果同时闭合开关M1和M4，那么快速电容器CF产生短路，从而降低性能并且可能由于产生热量而导致破坏。
该分析示出存在以最优速率对开关矩阵进行开关的可能性。首先，如果在最小放电时间TDIS之后输出电压VOUT超过基准电压VREF，则存在保持在放电阶段内的机会。适当地延迟了不必要(从而低效)的返回到充电阶段。类似地，检测何时对快速电容器CF充电类似地避免由于充电时间TCHG太短而导致的不必要切换，或者避免当充电时间TCHG太长时错过传输更多电荷的机会。
对于使用电池作为能源12的应用，本发明的功率输出级44可以在电池的寿命期内，有利地在最大化电池效率的同时满足几个性能约束。提高效率将延长电池的使用寿命。性能约束包括在不超出允许输出电压波动VRIP限制的情况下可以提供的峰值输出负载电流IL的最小值。输出电压波动VRIP是输出电压VOUT的波动范围。还要求工作频率最大接受值(即，在充电和放电阶段之间循环的速率)来最小化音频应用噪声。如果工作频率太高，由功率输出级44消耗的电荷将降低电荷泵的效率。其中一些目标是冲突的。例如，虽然高工作频率减小输出电压波动VRIP，但是它同时降低功率输出级44的效率。因此，优化需要找出可以满足性能约束的参数的一个子集。如果存在足够的容限，则可以通过在最大化设计效率的子集内选择这些值来优化设计。这将在满足输出性能约束的同时，为功率转换器40提供如延长电池寿命的优点。下面示出对具有功率开关M1-M4和典型功率要求的功率输出级44进行优化。
首先分析图5所示电路的方程，可以得出环路电流和节点电压在功率输出级44的充电和放电循环期间为负载电流IL和固定参数的函数。固定参数包括输入电压VS、功率开关M1-M4的电阻、电容值CF和CL以及基准电压VREF。虽然输入电压VS可以随着时间改变，但是最坏情况的分析假定在其使用期间它固定在最低预期值。一些其它固定参数是固定的，因为它们是为给定的设计而选择的(例如，电容器CF、CL的大小、功率开关M1-M4的类型等)。变量参数为ε和TDIS。通过估算边界条件，可以得出方程的特定解。边界条件选为使负载电流IL对于固定和可变参数的当前集为最大可能值。因而可以求解微分方程，得出特定参数集合所能提供的最大负载电流IL。通过改变这些参数，可以得出这些值范围的最大负载电流IL。最大负载电流IL为这些参数的连续函数。这表示如果最大负载电流IL的最大值超过最小可接受值，这些参数的一个子集也将满足这个条件。功率输出级44的效率可以通过该参数值子集得以最大化，从而在满足最小性能约束的同时提供效率。
在放电阶段，CF和CL两端的电压为VF=VF0-CLCL+CFVOUT(1-e-λDISTDIS)-1CL+CFILt]]>VL=VL0+CFCL+CFVOUT(1-e-λDISTDIS)-1CL+CFILt]]>其中VOUT=(VS+VF0-VL0)-CFCL+CFILRDIS]]>λDIS=CL+CFRDISCLCF]]>并且VF0和VL0为放电循环开始时的初始快速电容器电压VF0和负载电压VL0。当快速电容器CF正在充电时，负载电容器CL正在放电。在充电阶段，CF和CL两端的电压为VF=VF0+(Vs-VF0)(1-e-λCHGTDHG)]]>VL=VL0-1CLILt]]>其中λCHG=1RCHGCF]]>初始快速和负载电压VF、VL处于充电阶段的开始。
这四个方程的集合还有四个未知值VF、VL、IL和TCHG，并且因此将有唯一的解(如果存在解)。通过使用图6所示的边界条件求得该解的算法如下所述。通过对下面方程求值，得出充电时间TCHG0=A(1-eλCHGTCHG)+B(TCHG+TDIS+2TDEL)D+CTCHG]]>其中A＝(1-ε)VsB=CLCL+CF[(1+ϵ)Vs-VREF](1-e-λDISTDIS)]]>C=1-CFCL+CF(1-e-λDISTDIS)]]>D=CLCL+CFCFCL+CFRDISCF(1-e-λDISTDIS)+CLCL+CFTDIS+2CTDEL]]>对该方程进行求解的TCHG值必须约束为大于0才有效。对于固定和可变参数的所有组合，将不存在解。当TCHG已知时，当前参数值的最大负载电流IL如下给出IL=CLCFCL+CF[(1+ϵ)Vs-VREF](1-ϵ-λDISTDIS)/]]>[1-CFCL+CF(1-ϵ-λDISTDIS)](TCHG+2TDEL)+]]>CLCL+CF[CFCL+CFRDISCF(1-ϵ-λDISTDIS)+TDIS]]]>放电阶段结束时快速电容器两端的电压VF为VF0=ϵVs-CLCL+CF-[(1+ϵ)Vs-VREF](1-ϵ-λDISTDIS)+]]>1CL+CF[ClCL+CFRDISCF(1-ϵ-λDISTDIS)-(TCHG+2TDEL)(1-ϵ-λDISTDIS)-TDIS]IL]]>放电阶段开始时负载电压VL所达到的最低电压为VL0=Vref-1CLIL(TCHG+2TDEL)]]>该电压与基准电压VREF的差值为波动VRIPVRIP＝VREF-VL0该参数集合的工作频率(即，电压波动频率)为f=1TCHG+TDEL+2TDEL]]>峰值输入电压也是有兴趣进行估算的，它可以出现在充电阶段的开始或者放电期间。由于负载电流IL假定不变，放电期间的峰值输入电流IS出现在该阶段的开始或结束。整个循环期间的峰值电流为这些值的最大值I‾s=max{I‾CHG,I‾DIS1,I‾DIS2}]]>I‾CHG=Vs-VF0Rchg]]>I‾DIS1=(1+ϵ)Vs-VL0Rdis]]>I‾DIS2=(1+ϵ)Vs-VL0RDISϵ-λTDIS+CFCL+CF(1-ϵ-λTDIS)IL]]>
参照表1，作为对于包括预期能让电荷泵可靠工作的基准电压VREF和输入电压VS、以及快速(CF)和负载(CL)电容值的固定参数组合的示例，估算出最大负载电流IL、电压波动VRIP、峰值输入电流IL和工作频率。在功率输出级44的这个示例中，忽略了电容器CL、CF的电阻。用来防止所有开关M1-M4同时闭合的时延TDEL固定为0.25μ秒。在每个充放电循环中出现两个时延TDEL。
表1中等电容值的电荷泵操作点在充电(RCHG)和放电(RDIS)阶段遇到的串联电阻对功率输出级44的最大电流量具有最明显的影响，如表1的三个操作点列所示。虽然更大的快速(CF)和负载(CL)电容器改善这个能力，但是随着它们的电阻增大，改善量会降低。增大电容器值看上去是对减小电压波动VRIP而不是电流量具有更大比例的影响。
上述分析所示的是如果检测输出电压作为反馈，则可以对功率输出级44进行动态控制，以实现所需输出电压VOUT。
广泛用于电子设备中的典型“电子”电容器(导体间的电介质，例如钽聚合物)的特征在于在数微秒到数毫秒内自放电，并有1-10百万次充电循环的寿命。电子电容器的短自放电时间的缺点意味着基于振荡器的功率转换器20必须工作于能对电子电容器充电和放电的速率与电子电容器自放电的速率之间的工作循环。因此，用于电荷泵输出级24的公知的振荡器控制器26不允许工作频率在50-200Hz范围内的电荷泵。在更低的要求电平，电荷泵将有利地以低于1Hz工作。
因此，公知的基于振荡器的电荷泵20不能利用自放电时间以星期或月来衡量的超电容器和类似高存储器件。超电容器是通过极化电解液存储静电能量的电化双层电容器。在其能量存储物理过程中不存在化学反应。因此，超电容器是极端双向(可恢复)的，从而可以充放电上千次，这不同于同等存储方法如电化电池。一个合适超电容器的例子是由MaxwellTechnologies，San Diego，California(麦克斯韦尔技术公司，圣地亚哥，加利福尼亚)出品的PS-10。
需要理解的是，术语“超电容器”包括通常特征为由于相对低的电荷泄漏而具有高效率的各种大电容器。因此，“超电容器”包括双层电解质电容器(经常称作超级电容器、超电容器和功率电容器)以及假电容器。
根据本发明的另一方面，包括超电容器用作快速电容器CF和负载电容器CL的电荷泵能够提供等于或大于5W的电功率，对此，50-200Hz的工作频率将是适当的。
如下面将要更详述的本发明一个实施例的动态控制器50能够以基于振荡器的电荷泵20的频率工作；然而，动态控制器50还能够以极低的工作频率工作。因此，动态控制器50可以利用超电容器的额外存储能力。
低于一伏的功率转换器参照图7，以高级方框图的形式示出根据本发明原理的动态控制功率转换器40A的一个实施例。在下面的讨论中可以知道，该说明性实施例通过动态控制非反相电荷泵功率输出级44A，允许将来自能源12的输入电压VS升高或降低到校准输出电压VOUT。功率转换器40A也可以在低于一(1)伏的输入电压VS工作。具体地说，功率开关M1-M4用来响应低阈值开关信号S1和S2。而且，在下面可以知道，功率转换器40A可以容易地实现为集成电路，从而具有小的尺寸和成本。
图7的说明性功率转换器40A包括类似图5的功率控制器46A和功率输出级44A。功率控制器46A包括比较器94，响应VOUT降至低于基准电压VREF而产生开关信号。最好，比较器94还响应快速电容器电压VF和输入电压VS，以控制充电阶段的持续时间。具体地说，比较器输入开关电路98允许如下在充电和放电期间使用同一比较器94。
在充电阶段，输入电压预定比率εVS通过响应充电循环开关信号S1而闭合的比较器输入开关M9，连接到第一比较器输入100。介于开关M9和能源12之间的VS分压器102提供预定比率ε以及减小VS的结果。快速电容器电压VF也响应充电循环开关信号S1，通过比较器输入开关M10连接到第二比较器输入104。然后，当快速电容器电压VF达到输入电压预定比率εVS时，比较器产生一个开关信号。
在放电阶段，基准电压VREF响应放电循环开关信号S2，通过比较器输入开关M11连接到第一比较器输入100。另外，由VOUT分压器108提供的VOUT预定比率响应开关信号S2，通过比较器输入开关M12连接到第二比较器输入104。
对于比较器94各种输入的缩放比例，本领域的技术人员应该知道，不同缩放比例组合可以适合于特定的应用。例如，该说明性例子基于升压功率转换器结构和相对低的电压基准VREF。因此，VOUT分压器108允许根据需要按比例降低VOUT，以使用一个基准电压实现一定范围的期望输出电压VOUT。在VOUT低于基准电压的应用中，可以替代使用VOUT倍增器，或者使用分压器将来自电压基准96的输出按比例降低到所需基准电压VREF。类似地，对于降压功率转换器，其它变化是明显的。而且，如果必要，除比较器94之外，还可以使用第二比较器。
来自比较器94的开关命令由用于产生充电开关信号S1和放电开关信号S2的定时控制器112接收。有利的是，介于比较器94和定时控制器112之间的是延时114，用于产生切换延时以达到例如避免不必要的切换和减小由于更高工作频率的EMI发射影响的目的。
图7示出自举启动电路116，用于当功率输出级44A处于放电状态并且动态控制器尚未对功率输出级44A采取控制时启动它的工作，对此将参照图11进行更详细的描述。
对于其中在冷启动(即，初始放电的负载电容器CL)期间半导体可以接地，从而防止动态控制器50A对功率输出级44A采取控制的本实施例的集成电路实施例，启动电路116是必要的。更一般地，启动电路可以缩短冷启动期间直到在期望输出电压VOUT工作所需的时间。
启动电路116示出为将能源12的正极端30连接到快速电容器CF的第一端31，而不是直接连接到负载电容器CL的第一端32。然而，由于选择常闭开关M2，需要理解的是，启动电路在启动(冷启动)情况下有效地连接到负载电容器CL，如下所述。
在某些情况下，例如超出功率转换器40A容量的瞬时高负载，可以使用包括在功率控制器46A中的旁路控制电路118。瞬时高负载的特征在于预定大小的输出电压降低(电压下降)从而需要额外的容量。因此，旁路电路118可以将VOUT与基准电压VREF进行比较。当在VOUT中检测到电压下降时，旁路电路118可以产生用于旁路开关MB的旁路开关信号SB，该信号通过将能源12的正极端30直接连接到输出端42来响应。类似地，旁路电路118可以对由于低输入电压而导致的功率转换器40A的即将失效进行响应，其中，通过消除功率转换器40A的功耗来最大延长使用寿命。因此，旁路电路118还将输入电压VS与基准电压VREF进行比较，并且相应地操作开关MB。
图8-10的流程图示出图7的功率转换器40A的操作。参照图8，功率转换器操作130以存储单元处于放电状态开始，从而执行启动操作132，以防止在集成电路实现中锁定到地，对此将在图9和11中进行描述。在启动操作132之后，功率转换器操作130进入动态操作134，对此将参照图9进行描述。
在一般情况下，动态操作134继续直至被如方框136所示的判定输出电压VOUT是否发生电压下降中断为止，如果否，则动态操作134继续。VOUT电压下降是表示可能超出功率转换器40A容量的大瞬时负载的输出电压VOUT下降。如果在方框136中检测到VOUT下降，则如上所述执行在一段时间内将输出端电气连接到能源的瞬时旁路(方框138)。在根据本发明的一些应用中，瞬时旁路把功率转换器40A与能源12和输出端42、43电气断开。断开的一个好处是避免功率输出级44A的放电，而这种放电会导致在瞬时旁路结束之后需要一个恢复周期。在根据本发明的其它应用中，瞬时旁路不把功率转换器40A与能源12和输出端42、43断开，从而使功率转换器40A用来提供由负载设备14要求的功率。
如果输出电压仍然保持低(方框140)，则旁路可以置于锁定状态(方框142)。如果在方框140中已恢复VOUT，则通过确定是否存在电流过载状态，在方框144中执行另一保护特性。例如，能源对可能在特定持续时间内所能提供的电流量可以具有安全限制。可选地，吸收输出电流的负载设备14可能处于向功率转换器操作130通知的故障模式中。因此，如果电流过载(方框144)，输出端与能源断开(方框146)。然而，如果在方框144中没有电流过载，则在方框148中，确定控制器是否处于关状态。这表示这样的情况，其中，各种保护措施可能导致需要重新启动功率转换器的情况。因此，如果控制器处于关状态(方框148)，则功率转换器操作130返回到启动操作(方框132)，否则返回到动态操作(方框134)。
需要理解的是，图8所示的顺序流程图示出可以独立且连续执行的各种保护和模式，或者可以包括根据本发明的保护特性的各种组合。
参照图9，以流程图的形式示出图8所示的启动操作132。该启动操作132的一个优点是示出如何可以用低于一伏的输入电压启动根据本发明的功率转换器40A。对于集成电路应用，这是尤其需要的，否则，其中的放电存储电容器如负载电容器CL可能导致功率控制器46A不工作。此外，建议启动操作132使用本发明作为低输出要求可选电荷泵，其中由整体功率转换器消耗的功率可以减小。
典型的基于振荡器的功率转换器20包括从能源12电气连接到负载电容器CL的自举外部大功率肖特基二极管。肖特基二极管在负载电容器电压VL低时导通以开始对负载电容器CL充电，并将功率提供给负载设备14。如果没有附加的肖特基二极管，由于典型集成电路开关矩阵48的接地趋势，负载设备14往往阻止负载电容器CL充电。
增加肖特基二极管妨碍对基于振荡器的功率转换器20进行期望的小型化。另外，肖特基二极管在基于振荡器的功率转换器20的正常工作期间消耗功率，从而降低效率。
因此，期望在不有害地影响正常工作期间的效率的情况下启动动态控制功率转换器40A。还期望以与功率转换器40A集成在一起而无需外部元件的方式完成此项操作。
启动操作132以如下初始状态开始在方框150中，负载已经施加于功率转换器，并且在方框152中，输入电压可用于功率转换器。然后，判断功率转换器是否处于关状态，并且是否不控制功率输出级(方框154)。如果功率转换器处于开状态(方框154)，则将小启动电容器CQPUMP置于浮动状态(方框156)，并且启动操作132结束。
如果在方框154中控制器处于关状态，则闭合启动开关，以将输入电压VS提供给启动电容器CQPUMP(方框158)，并且将启动电容器CQPUMP接地(方框160)。当启动电容器CQPUMP充电完毕(方框162)，它放电到存储电容器(例如，负载电容器)中(方框164)，并且包括启动电容器CQPUMP的启动电路与功率转换器的开关矩阵断开(方框166)。然后，启动操作132返回到方框154，以查看该启动循环是否足以激活控制器，并且如果必要重复随后的启动操作循环。
参照图10，以流程图的形式示出图8所示的动态操作134。首先，快速电容器被切换到与输入电压VS并联，从而可以对快速电容器充电(方框170)。当快速电容器电压VF超过输入电压VS的某预定比率(例如，VS的80％)(方框172)，则通过将快速电容器CF从并联于输入电压VS的状态下断开，结束充电阶段(方框174)，并且延迟空载时延TDEL(方框176)。
然后通过判定动态操作134是升压还是降压操作，在方框177中开始放电循环。如果是升压，则在放电阶段，快速电容器电压VF加到输入电压VS，而如果是降压，则单独使用快速电容器电压VF。这个选择可以是预定且预设的，而不是在动态操作134的每个阶段都进行判定，尽管这些额外的判定有利地允许例如通过改变基准电压VREF根据需要调节输出电压VOUT。
因此，在方框177中，判定基准电压VREF是否小于输入电压VS(即，降压操作)。如果是，则快速电容器CF单独置于负载电容器CL的两端(方框178)。否则，输入电压VS和快速电容器CF串联置于负载电容器CL的两端(方框179)。在方框178或179之后，执行最小放电时延TDIS，从而允许快速电容器CF的完全放电，而无需对应于输出电压VOUT(方框180)。
然后，动态操作134在输出电压VOUT大于基准电压VREF时的状态下等待(方框182)。这是由于比较器的非补偿特性。如果在前一充电/放电循环传输的电荷量不足以将负载电容器CL充电到VOUT超过VREF，则立即需要下一充电/放电循环。在其它情况下，前一充电/放电循环是足够的。那么，动态操作134可以继续等待一段时间，直到负载设备或者负载电容器的自放电对负载电容器进行足够的放电为止。当VOUT不大于VREF时，快速电容器CF与负载电容器CL断开(方框184)，这包括如果是升压，将输入电压VS与负载电容器CL断开。然后，施加另一空载时延TDEL(方框186)，并且通过返回到方框170的充电阶段，重复循环。
需要理解的是，为简洁起见，前述动态操作134开始于对快速电容器CF充电，直至如保证放电阶段的时候。然而，在该说明性实施例中，充电阶段实际上是嵌套在放电阶段内的操作。具体地说，功率转换器开始并保持在放电阶段，直至如需要另外充电的时候(例如，VOUT降至低于VREF)。然后，执行充电阶段。一旦完成，则在必需的所述延迟之后再次开始放电阶段。此后，功率转换器4 0A再次保持在放电状态中，等待需要再次充电。
参照图11，通过采用能够低阈值(例如，低于一伏)控制的MOSFET晶体管开关且以0.35微米双硅化物处理(两金属，两聚硅化物)实现的集成电路，有利地示出图7的功率转换器40A的集成功率输出级44A，参见下面提交日期为2000年3月22日的共同未决且共同拥有的申请美国序列号09/________，标题为“Lateral Asymmetric LightlyDoped Drain MOSFET(侧面不对称轻掺杂漏极MOSFET)”，作者为YingXu等人(P&G案7992)，在此引作参考。除具有低阈值控制外，所公开的MOSFET器件具有低导通电阻，直接有助于根据本发明使用的开关矩阵48的效率。
虽然功率开关M1-M4和旁路开关MB在图11中分别用单个晶体管来表示，但是通过包括低阈值MOSFET器件阵列，它们可以具有对所需峰值输出电流的可缩放电流能力。MOSFET功率开关M1-M4设计为低导通电阻和高关断电阻，以利于开关矩阵48的高效操作，如上面引用的申请所述。
通常，选择n-型MOSFET器件，因为它可以制造得更小、开关得更快，并且没有栅极电压时是常关的。但是，在一些情况下，使用p-型MOSFET开关更有利。首先，下面将会更清楚，在快速电容器CF的第一端31和负载电容器CL的第一端32之间使用p-型功率开关M2，允许根据本发明一方面的低于一伏的渐进式启动电路16，只需偏置一个功率开关M1就能启动功率转换器40A。
启动电路116包括配置为在功率输出级44A处于放电状态时激活启动电路116的p-型MOSFET启动开关MS。下面将对用于控制开关的各种信号(例如，S1、S2、S2N...)进行进一步的讨论。MS的漏极连接到输入电压VS，并且栅极和源极都连接到快速电容器CF的第一端31。连接到快速电容器CF的第二端34的两个功率开关M3、M4为n-型，因此断开，从而快速电容器CF在这种情况下处于浮动状态。然而，功率开关M2为所述的p-型晶体管，因此闭合，在这种情况下功率控制器46A开始不带电。因此，启动开关MS的栅极和源极也连接到初始为零的VOUT。从而启动开关MS的栅极接地，启动开关MS开始将输入电压VS连接到负载电容器CL。
然而，这个小型MOSFET的电流容量不足以对负载电容器CL充电。因此，启动开关MS间接地用来闭合功率开关M1，从而将输入电压VS提供给负载电容器CL。具体地说，来自启动开关MS源极的输入电压连接到n-型开关M13的栅极。开关M13由于来自开关MS的输入电压VS而闭合。当开关M13闭合时，漏极的输入电压VS传到源极，源极又连接到启动电容器CQPUMP的第一端190。启动电容器CQPUMP的第二端192连接到配置为在功率控制器46A不工作时使启动电容器CQPUMP的第二端192接地的晶体管对M14、M15。否则，晶体管对M14、M15配置为浮动启动电容器CQPUMP的第二端192。具体地说，启动电容器CQPUMP的第二端192连接到p-型开关M15的漏极和n-型开关M1 4的源极。当功率控制器46A工作时，开关M15的源极接地，而它的栅极加有负偏压，以断开开关M15。因此，当功率控制器46A工作时，启动电容器CQPUMP的第二端192与地面断开。当功率控制器工作时，开关M14的漏极连接到输入电压VS，而它的栅极加有正偏压，以闭合开关M14。
参照图12，示出适合于图7的功率转换器40A的电路。图12示出偏置比较器94以在充电阶段和放电阶段执行比较的一个电路实施例。在充电和放电阶段，该电路应当先前已被启动，并且功率控制器46A将用来产生开关信号(例如，S1、S2等)。在S1闭合M9和M10的充电阶段，输入电压VS分压器102以预定比率(例如，80％)降低输入电压VS，以与快速电容器电压VF进行比较，如图7所示。在S2闭合M11和M12的放电阶段，VOUT分压器108按比例缩放输出电压VOUT，以与来自电压基准96的基准电压进行正确的比较。
图12还示出功率控制器46A的定时控制器112提供下面将要更详细描述的多个信号P_S2NB、P_S2NA、S2、S2N、P_S1、S1、S1N，以执行充电开关信号S1和放电开关信号S2的等效功能。由于功率开关M1-M4比其它开关需要更多的电流，因此对于该说明性实施例需要这些多个信号，并且功率开关M2、M4为p-型，因此比n-型功率MOSFET功率开关M1、M3开关得更慢。在提供给各个栅极的信号中需要一定的延迟，从而防止其中M1、M3中的一个或两者与M2、M4中的一个或两者同时闭合的跨导。
参照图13，示出电压基准96的一个实施例，该实施例能够根据本发明的一方面以低于一伏的输入电压VS工作。恒流电路200对电压基准在轨(reference-to-rail)电路202供电，从而使电压基准在轨电路202不受输入电压VS变化的影响。输出缓冲器204对来自电压基准在轨电路202的未放大的基准电压进行放大。为了对电压基准在轨电路202进行温度补偿，与绝对温度成比例(Proportional to theAbsolute Temperature，PTAT)的并行二极管阵列偏置电路202。
参照图14和15，示出比较器94的一个实施例，用于图7的功率控制器46A。最好使用差动放大器206-210，因为它们可以有效抑制共模信号。例如，共模信号可能是在输入上产生的噪声。集成电路差动放大器具有相对低的输出增益。这具有两个方面的含义输入晶体管和为功率控制器46A的后级提供必要电流增益中的非线性。为消除一些输入非线性，示出三个差动放大器的组合，其中，第一差动放大器206在其负极输入端接收V+输入，并且在其正极输入端接收V-。第二差动放大器208在其负极端接收V-，并且在其正极端接收V+。第一差动放大器206的输出连接到第三差动放大器210的负极端，第二差动放大器208的输出连接到第三差动放大器210的正输入端。第四差动放大器212配置为电压跟随缓冲器，以增大来自第三差动放大器210的比较器开关信号(Out+、Out-)的电流。
参照图16，示出定时控制器电路112的一个实施例，用于图7的功率控制器46A。基本上，定时控制器电路112负责执行必要的单独开关命令，以在充电和放电阶段之间重新配置功率输出级44A。另外，功率控制器46A的定时控制器电路112必须正确地同步成对开关和顺序开关，以避免某些开关组合。例如，充电阶段功率开关M1和M3中的任一个不能与放电阶段功率开关M2和M4中的任一个同时闭合。否则，将出现交叉导通(或跨导)，如上所述，例如能源12瞬时短路于输出端42。
参照图17，示出定时控制器电路112的时序图。具体地说，S1信号是由动态控制器50内部使用的充电阶段信号。S2信号是由动态控制器50内部使用的放电阶段信号。P_S2Nb信号是p-型MOSFET M2的更高电流开关信号，相对于S2信号存在延迟，以防止跨导，以及由于由正电压断开的p-型MOSFET M2而与S2成反相。P_S2Na是p-型MOSFETM4的高功率开关信号，相对于P_S2Nb存在延迟。P_S1信号是功率MOSFET开关M1、M3的S1更高电流型式。S2N信号是启动电路116，具体地说是开关M14的S2信号反相型式。S1N信号是启动电路116，具体地说是开关M15的S1反相型式。
虽然本发明是通过描述几个实施例来示出的，并且这些说明性实施例是以相当详细的方式来描述的，但是申请人的意图并不是将所附权利要求的范围约束或者以任何方式限制到这种细节。另外的优点和修改对于本领域的技术人员而言是显而易见的。
例如，虽然只是对动态控制非反相电荷泵功率输出级44A进行了讨论，但是本领域的技术人员在看到本发明内容之后应该清楚根据本发明动态控制反相电荷泵功率输出级。
根据本发明的功率转换器40A可以包括在多种产品内。例如，利用上述采用集成电路可获得的小尺寸和低功耗特性的功率转换器40A可以有利地加入到电池组中，以提高电池使用寿命和要求的能量和幅度。
而且，根据本发明的功率转换器40A，不管是加入到能源12中还是加入到使用能源12的负载设备14中，将改善或允许产生大量的便携式电子设备10。例如，能源12的尺寸和重量降低将允许更小侵入性的医疗诊断、能量输送或佩带式或移植式驱动药物输送设备。
另外，目前由电池或类似能源12供电的便携式电子装置可以通过加入根据本发明的功率转换器而得以改善。例如，在便携式通信设备和便携式音频设备中，通过所提高的效率，可以延长使用寿命，并且当所降低的要求允许时，通过降低功率转换器40A工作频率以及相应的噪声，可以增强性能。
另外，根据本发明的大型或完全集成功率转换器40A将为存储器、逻辑电路和其它集成设备提供足够小的高效电源。例如，功率转换器40A可以嵌入到还包含存储器、逻辑电路或其它集成设备的集成电路的一部分中。
而且，与动态适应输入电压相关的本发明方面，尤其是对于低输入电压，允许输入电压不稳定或者不适合于公知功率转换器的应用。例如，光电电池提供与表面区域和入射辐射能量相应的功率。因此，使用光电电池的设备可能经常由于光线不够而不能工作，并且不得不限制功能性，以保持在典型可用功率之内，并且/或者不得不增大专用于光电电池的表面面积。这样，功率转换器40A可以允许更小的光电电池，并且用于更大范围的光照条件。
作为另一个例子，为简洁起见仅示出一个快速电容器CF和负载电容器CL。本领域的技术人员应该理解，根据本发明的功率转换器40A可以包括多个快速电容器CF和/或多个负载电容器CL。而且，快速电容器CF和/或负载电容器CL可以包括各种电、磁能量存储器件。
作为另一个例子，根据本发明的功率转换器40A可以包括在多种产品中。例如，利用上述小尺寸和低功耗(即效率)特性的功率转换器40A可以有利地加入到电池组中，以提高电池使用寿命和要求的能量和幅度。加入功率转换器40A将以类似于在下面提交日期全为1998年4月2日的共同未决且共同拥有的申请中所公开的方式来完成美国序列号09/054,192，标题为PRIMARY BATTERY HAVING A BUILT-INCONTROLLER TO EXTEND BATTERY RUN TIME(具有内置控制器以延长电池运行时间的主电池)，作者为Vladimir Gartstein和Dragon D.Nebrigic；美国序列号09/054,191，标题为BATTERY HAVING ABUILT-IN CONTROLLER TO EXTEND BATTERY SERVICE RUN TIME(具有内置控制器以延长电池使用运行时间的电池)，作者为VladimirGartstein和Dragon D.Nebrigic；美国序列号09/054,087，标题为BATTERY HAVING A BUILT-IN CONTROLLER(具有内置控制器的电池)，作者为Vladimir Gartstein和Dragon D.Nebrigic；以及美国临时申请序列号60/080,427，标题为BATTERY HAVING A BUILT-INCONTROLLER TO EXTEND BATTERY SERVICE RUN TIME(具有内置控制器以延长电池使用运行时间的电池)，作者为Dragon D.Nebrigic、Milan M.Jevtitch、Vig Sherrill、Nick Busko、Peter Hansen和William Millam。所有前述申请在此引作参考。
三态电荷泵控制在此讨论的根据本发明的其他型式中，电荷泵的动态控制可以将快速电容器电压和/或负载电容器电压保持在预定电压波动范围内。在预定电压波动内对快速电容器充放电的优点是提高效率。在电荷传输速率和传输期间的内部损耗得以优化的电压范围内利用快速电容器。开关损耗通过在快速电容器的每个充电/放电循环期间优化电荷传输来降低。类似地，将负载电容器两端的电压保持在预定电压波动范围内的其中一个优点是提高效率。
电压波动可以根据源电压VS(例如电池电压VBAT)来定义，其中，使用电池电压的两个比例阈值来定义快速电容器电压波动范围(例如，αVBAT、βVBAT)。然而，电池电压VBAT尤其是在峰值负载期间和电池使用寿命后半段由于电池的内部电阻而下降。因此，快速电容器电压波动范围也将变得更低。因为与电池的内部电阻相比开关M1-M4的电阻和电容器CL和CF的ESR低，所以电池中的此电压下降将导致电路的稳定问题。因此，根据本发明多个方面的实施例使用固定电压基准来避免不稳定问题。
然而，响应电池电压下降趋势而降低固定电压基准可能是有利的。例如，采用电压加倍电荷泵在给定下降的电池电压下，期望输出电压可能变得不可实现。对检测下降的电池电压进行响应，可以采用额外的电荷泵级或额外的快速电容器来实现期望输出电压，同时减小用来触发充电/放电循环的电压阈值。确定电池电压趋势的一种方法是在无负载状态期间对电池电压采样，如用来防止纵横电流的充电和放电循环之间的延时期间。
参照图18，一个流程图示出用于控制快速电容器电压波动的一个电路的操作。首先，判定快速电容器是否充电至最大快速电容器电压，即VF≥VF，MAX(方框200)。如果否，对快速电容器充电直至达到最大快速电容器电压(方框202)。当对快速电容器足够充电时，快速电容器与源电压和负载电容器断开(方框204)，并且置于所谓的等待状态内。该等待状态为除充电和放电状态之外的电荷泵第三状态。在快速电容器充电完毕且等待使用的情况下，避免了延迟(即，在检测到输出电压下降太低之后不得不对快速电容器充电的延迟)。这样，电荷泵的功率容量增大。另外，在某些电荷泵结构中，让负载电容器在与源电压和快速电容器断开的情况下提供输出电压(例如，降压结构)是有利的。因此，根据本发明一方面加入的等待状态在这些方面是有利的。
当快速电容器处于等待状态时，在方框206中判定输出电压是否小于或等于基准电压，即V0≤VREF。如果输出电压不小于或等于基准电压，则在输出端没有必要需要快速电容器，并且控制器保持在等待状态中(方框204)。一旦输出电压确实降至基准电压或以下(方框206)，则快速电容器连接到输出端，并且置于放电状态中(方框208)。快速电容器保持在放电状态中直至判定(方框210)快速电容器电压VF小于最小快速电容器电压VF，MIN(方框210)。一旦放电至该最小快速电容器电压，快速电容器电压波动范围的底限，则控制返回到方框202，以根据本发明对快速电容器重新充电，并且准备下一充电-等待-放电循环。
虽然未在图18中示出，应该理解还可以对输出电压的最大和最小电压基准进行判定，从而还可以控制输出电压的电压波动。这样，可以采用进一步的控制滞后。
多输出功率转换器图19示出功率转换器230的另一实施例，它是用于提供可选不同输出电压电平的电路方框图。例如，图中示出1.8V、2.5V、3.0V、3.3V和5.0V电平。应该理解也可以考虑其他电压电平，如更低的电压(例如，1.2V、1.5V)以及更高的电压电平(例如，7.0V)。
用于不同电压电平的各个集成输出级可以是带各自快速电容器CF1-CF5和负载电容器CL1-CL5的如上所述的升压或降压电荷泵输出级。图19示出五个电平及其对应输出级。
对每个输出级232a-232e的动态控制由多输出控制器234提供。多输出控制器234接收带隙电压基准236，用于将基准电压VREF缩放到控制每个输出级232a-232e所需的各个阈值电平。多输出控制器234还响应激活总线238，以选择性闭合每个输出级232a-232e。多输出控制器234分别将充电和放电开关信号提供给根据本发明的各个输出级232a-232e，如信号总线S11-5和S21-5所示。多输出控制器234响应快速电容器电压VF1-VF5和五个输出电压(即1.8VOUT-5.0VOUT)，产生这些充电/放电信号。
参照图20，类似于上面对图5所述，示出用作图19的功率输出级232a-232e的一个例子的电路。连接在节点VnFLY-HIGH与VnFLY-LOW之间的快速电容器CF和连接在节点V0N与地面之间的负载电容器CL未示出。
图20所示的功率MOSFET M1A、M2A、M1B和M2B对应于上述开关M1、M2、M3和M4。另外，在启动期间，当多输出控制器234未被激活时，p-型MOSFET开关M3将源电压(VCC)连接到输出端，从而对负载电容器CL1-CL5充电。当输出级232a-232e开始工作后，将由多输出控制器234产生S3n信号。如上所述，根据所用MOSFET类型(例如，p-型、n-型)，一些开关的控制信号可以相对于其他开关的控制信号反相或延迟(例如，S1、S1n、S2、S2n等)。
参照图21，示出用于多输出控制器234的一个信道或电压电平(例如1.8V)的输出控制器234a的方框图。通过在比较器250与快速电容器电压VF进行比较的基于电池电压VBAT的两个比例阈值αVBAT和βVBAT之间切换，实现快速电容器电压VF1的电压波动控制。通过在比较器252与输出电压V01进行比较的基于基准电压VREF的两个比例阈值αVREF和βVREF之间切换，实现各自负载电容器两端的输出电压V0的电压波动控制。切换比较结果提供给开关逻辑与纵横延迟电路254，它们又产生充电和放电信号S11和S21。输入多路复用器(MUX)256控制响应控制器234a当前是处于充电还是放电模式，控制阈值之间的切换。来自开关逻辑与纵横延迟电路254的信号S31如上面对图20所述，用于启动。
根据一个输入电压或多个输入电压(VIN)，输出级232a-232b中的一个或多个可以永久配置为升压(增压)或降压(减压)结构或者可重新配置升压/降压结构。对于后者，输出控制器234n包括比较器258，检测电池电压VBAT是高于还是低于基准电压VREF，结果提供给输入MUX256和开关逻辑与纵横延迟电路254。
参照图22，示出输出控制器的一个实施例如图21的控制器234a的逻辑图。在这个型式中，通过连续采用四个比较器261-264执行比较并且使用开关逻辑控制电路270中的下游开关，执行开关比较，其输出传给输出部分280。
如图所示，S3_n输出为一个三输入与门的50ms延迟输出，其中，该与门的三个输入分别为作为源功率VCC滤波型式的加电(PUP)信号、V0N与基准电压VREF的比较结果、以及基准电压VREF与源电压(VCC)的比较结果。这样，在基准电压相对于源电压(VCC)和输出电压V0N稳定之后的50毫秒，将关断使用S3_n对负载电容器CL的启动充电。
参照图23，示出用于产生加电(PUP)信号的加电电路。具体而言，源电压VCC提供给与门的一个输入端。与门的第一和第二输入端通过电阻器R31连接。第二输入端还通过电容器C1接地。因此，PUP将在源电压VCC稳定之后升高，因为第二输入端考虑源电压VCC的低通滤波型式。
参照图24，示出多输出功率转换器230的引出管脚图。应该理解，上面说明性电路图允许单片式集成电路制造。因此，整个多输出功率转换器230可以在小体积IC封装内完成，其中，电容器的加入参见下面由Dragan D.Nebrigic等人在1999年11月22日提交的未决且共同拥有的申请美国序列号60/166,823，标题为″ACTIVE PACKAGE FORINTEGRATED CIRCUIT(集成电路的有源封装)″，在此将其全文引作参考。
图24的引出管脚提供一个优点是对于每个电压输出为单独的输入功率(VIN1-VIN5)和单独的电源接地(PWRGND)。例如，通过更完全地分离每级，可以减小噪声。此外，通过不激活未被使用的控制部分，消除对多输出功率转换器230给定部分的输入功率，永久性地提高效率。
激活管脚(ENABLE1-ENABLE5)提供可以使用可编程性地不激活多输出功率转换器230多个部分来进行间歇式不激活。例如，在一个应用如蜂窝电话应用内电池使用寿命较后阶段，保持五个输出电压电平中的两个以维持显示功能、处理功能和存储功能同时防止如发射功能所用的大功耗，可以被认为是重要的。此后，在更低的电压电平，只可以维持五个输出电压电平中的一个，以例如保持存储器不被擦除。
因此，多输出功率转换器230在存在一个或多个下面要求的电子设备中尤其有用(1)用于降低电池消耗的高效功率转换；(2)低电磁干扰(EMI)发射；(2)分配给电子器件和能源的体积小；(3)经济的制造和组装；(4)校准多电压输出电平；(5)大功率要求范围内的高效操作。具有这些要求的电子设备的例子包括便携式蜂窝或卫星电话，个人数字助理(PDA)和膝上型电脑以及便携式多媒体娱乐设备。随着数据处理和通信设备的结合，对于这种多输出功率转换器230的需要增加。
应该理解，根据本发明多个方面的功率转换器230将根据具体应用而输出电平数目及其功率和控制相互依赖性不同。
权利要求
1.一种功率转换器，包括功率输出级，包括负载电容器和快速电容器，该功率输出级配置为从能源接收输入电压，并且在输出端提供输出电压，负载电容器电气连接到输出端之间，该功率输出级还配置为在充电状态和放电状态之间进行切换，其中，充电状态包括快速电容器电气并联于输入电压，而放电状态包括快速电容器电气连接到负载电容器的两端；以及动态控制器，工作时连接到功率输出级，并且配置为根据负载电容器两端的输出电压和预定基准电压，通过将快速电容器切换到充电状态和切换回到放电状态，将电荷从能源传输到负载电容器，动态控制器还配置为根据快速电容器两端的快速电容器电压，从充电状态切换快速电容器，从而控制快速电容器电压的电压波动范围。
2.如权利要求1所述的功率转换器，其中，所述动态控制器响应快速电容器电压与最大快速电容器电压阈值和最小快速电容器电压阈值的比较。
3.如权利要求1所述的功率转换器，其中，所述动态控制器通过将快速电容器切换到快速电容器与能源和负载电容器断开的等待状态，响应输出电压高于预定阈值。
4.一种电子设备，包括能源、负载设备以及介于能源与负载设备之间的如权利要求1所述的功率转换器。
5.如权利要求4所述的电子设备，其中，所述电子设备包括便携式通信设备、便携式医药设备和便携式音频设备中的一种。
6.一种电池，包括能源、如权利要求1所述的功率转换器、以及输出端，输出端配置为电气连接到负载设备，功率转换器介于能源与输出端之间。
7.一种集成功率转换器，包括多个如权利要求1所述的功率转换器。
全文摘要
电荷泵功率转换器通过动态控制电荷泵的开关矩阵，高效地提供电功率。不同于基于振荡器的开环控制，动态控制器通过检测输出电压并且作为响应改变电荷泵的工作频率，根据要求提供功率。而且，该闭环动态控制对电荷泵功率转换器的输出电压进行内部校准，而无需低效地增加作为功率转换器下游的降压调压器。通过保持快速电容器和/或负载电容器两端的电压波动来获得额外的效率。另外，使用三态控制方案来对快速电容器充电，等待输出电压降至预定电平，并且对快速电容器放电。而且，一种多输出电荷泵功率转换器为如便携式通信电子设备的设备提供多个电压电平。
文档编号H02M3/07GK1470097SQ01817500
公开日2004年1月21日 申请日期2001年8月27日 优先权日2000年8月31日
发明者D·D·内布里吉克, M·M·耶夫蒂奇, V·加特斯泰恩, W·T·米拉姆, J·V·舍里尔, N·布斯科, P·汉森, D D 内布里吉克, 厮固┒, 箍, 米拉姆, 耶夫蒂奇, 舍里尔 申请人:伊利诺伊大学评议会