专利名称：不带位置传感器的电动机的控制方法及其控制装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及不带位置传感器的电动机的控制方法及其控制装置、和主要使用不带位置传感器的电动机的频率电压变换方法和装置，特别涉及在利用定子线圈中发生的反电动势进行控制时，能进行电动机的正确位置决定控制的方法和装置。
背景技术：
从寿命长、噪音低的观点来看，在各产业领域中使用的电动机装置和电动机机构中多使用无电刷直流(DC)电动机。以往，使用伺服电动机和步进电动机、作为例如使墨水喷射印刷机的打字头往复运动的位置决定用的电动机。
伺服电动机利用位置传感器和速度传感器采用闭环控制，进行位置决定。另一方面，在步进电动机的场合，采用开环控制，进行位置决定。
在伺服电动机的场合，虽然能高精度的位置决定控制，但因高精度的传感器需要作必要的复杂控制，所以有与该控制装置等相关的制作费用(成本)高的问题。
另一方面，在步进电动机的场合，虽然不使用传感器，但因进行闭环控制，所以虽然与该控制装置等相关的制作费用不高，但相反地有容易在使用时发生振动和噪声的问题。关于这点，日本特开平10-52094号公报建议了能在不带位置传感器闭路驱动步进电动机时降低使用时的振动和噪声的技术。
但是，在不带位置传感器驱动的步进电动机中，因使用在定子线圈中发生的反电动势来检测转子的旋转位置，所以在电动机停止时不能检测转子的旋转位置。因此，在起动时，与通常的步进电动机的驱动相同地与位置指令脉冲同步，进行激励定子线圈的同步运转，在转子的旋转位置检测中反电动势达到充分的电平时，在不带位置传感器驱动中进行转移。
此外，如图8所示，在不带位置传感器的电动机的位置控制系统中，接收由旋转位置检测器检测的当前位置和指令位置的偏差，并由PI补偿器进行用于使当前位置与指令位置一致的控制，控制向电动机的输入。
在用安装在电动机上的负载的关系中不能以急剧的速度上升的场合，有必要使位置指令脉冲的频率慢慢地上升。这种场合，同步运转期间使电动机与位置指令脉冲同步地旋转。
但是，在从同步运转转移到不带位置传感器运转时，电动机位置与位置指令一致，其偏差为“0”。如果偏差为“0”，则PI补偿器的运算结果为“0”，电动机的驱动电压为“0”。因此，电动机的速度下降。这样，因定子线圈中发生的反电动势的输出电平降低，所以不能检测转子的旋转位置，因此，有可能不带位置传感器不能驱动而发生失调。
即使避免失调，也因产生大的速度变动，所以如图9所示，在不带位置传感器运转转移后，偏差积累，使系统振动，并使稳定时间变长。
在使电动机降速停止的场合，电动机的速度降低，不能检测在定子线圈中发生的反电动势并失调，有不能在目标位置停止的问题。
因此，本发明的第1目的在于提供即使对于不带位置传感器也能确实地进行驱动，并且停止在目标位置上的不带位置传感器的电动机的控制方法及其控制装置。
但是，如果以墨水喷射印刷机为例，这种印刷机借助于使打字头往复运动，将墨水发射在指令的位置上，将文字和图画印刷在纸上。用于使这种打字头往复运动的电动机称为CR控制电动机，其中，使用例如混合型步进电动机。
下面，参照图12到图14对这种以往的混合型步进电动机的机械结构的一例进行说明。
如图12所示，这种混合型步进电动机在机箱201的上下开口，并将轴承202、203配置在这种开口部上，并由这种轴承202、203旋转自如地支承旋转轴204。
将转子(rotor)205安装在旋转轴204上。转子205由穿通并固定在旋转轴204上的磁铁206、磁铁旋转轴204穿通并固定在磁铁206的上下的转子磁极207、208构成。将磁铁在厚度方向(轴方向)上充磁，并重叠积层钢板，形成转子磁极207、208。
将定子(stator)209与转子205同心地配置在转子205的周围，在这种定子209的转子205侧，等间隔地设置由多个(6个～9个)组成的定子磁极210，并通过规定宽度的空隙，使各定子磁极210和转子205相对。此外，将定子线圈211卷绕在各定子磁极210上。
如图13和图14所示，在定子磁极210的前端上从其中央分成两半地设置多个(例如6个)小齿极210a。此外，如图13和图14所示，在转子磁极207的外周部上形成多个(例如36个)小齿极207a。同样地，在转子磁极208的外周部上也形成多个(例如36个)小齿极208a(参照图14)。将这种转子磁极207的小齿极207a和转子磁极208的小齿极208a配置成半齿距错位的状态、即电角180°相位差的状态。
在这种结构的步进电动机中，借助于与从外部输入的脉冲同步地切换流过定子线圈211中的电流，使转子205旋转，因能容易地进行其位置决定，所以能简单地构成其控制电路。此外，混合型步进电动机因能电气地实现微细的步进角，所以适合作为CR控制电动机。
在这种步进电动机中，虽然其控制电路结构简单，但相反地与无电刷DC电动机不同，因在定子线圈中与转子位置无关地流过电流，所以转子振动成为旋转不均匀和噪声的原因。此外，为防止失调，因使对于负载多余的电流流到定子线圈中，所以有电动机的发热加大的问题。
因此，期望没有转子的振动并能实现平滑的旋转和低噪声化的步进电动机的控制方法。为了使转子平滑地旋转，有必要检测转子的旋转位置，并用确切的定时使电流流过定子线圈。其中，虽然借助于设置编码器能容易地检测转子的旋转位置，但有必须要设置空间、成本增加和编码器用磁铁不能充磁的问题，实现性差。因此，作为用于检测转子的旋转位置的方法，以使用在定子线圈中发生的反电动势的不带位置传感器方式为佳。
另一方面，如图14所示，在混合型步进电动机中，这种转子磁极207的小齿极207a和转子磁极208的小齿极208a，其相位θ1和θ2相互相等。在图14中，θ＝θ1+θ2为电角360°。
但是，这种转子磁极207、208的小齿极207a、208a有36个那样的多个，因转子磁极207、208小，所以由于加工精度和组装精度的偏差，会有其相位角θ1和相位角θ2不等的情况。在这种场合，如图15(A)中的实线所示，在转子205和定子209在空隙中发生的磁力线密度不是正弦波而是歪斜的波形，因此，如图15(B)中的实线所示，在定子线圈211中发生的反电动势也不是正弦波而是正半周期和负半周期期间不等的波形。此外，在图15中，用虚线表示的波形是θ1＝θ2的场合的磁力线密度和反电动势的各波形。
因此，利用在定子线圈中发生的反电动势，检测转子的位置，在根据这种检测决定对定子线圈通电的定时的场合，由于电动机机械精度的偏差，考虑到其通电的定时不确定的场合，期望给予解决。
在用不带位置传感器方式进行闭环控制的场合，如前所述利用在定子线圈中发生的反电动势，检测转子的旋转速度，并利用这种检测进行速度控制。因此，即使在这种场合也由于电动机转子的机械精度的偏差，有其控制精度降低的问题，期望给予解决。
本发明的第2目的在于提供即使在有电动机转子部分的机械精度偏差的场合，也能高精度地检测定子线圈的通电切换定时，能实现转子旋转的平稳化、低噪声化。此外，即使在有电动机转子部分的机械精度偏差的场合，也能防止闭环控制精度的降低，此外，即使在有电动机转子部分的机械精度偏差的场合，也能在高精度地检测定子线圈的通电切换定时后，防止闭环控制精度的降低的电动机控制方法及其控制装置。
如前所述，在电动机控制中，不用传感器，而是用检测在定子线圈中发生的反电动势，检测转子的位置。但是，在星型连线的电动机中，在作为电动机速度的可变手段进行PWM控制的场合，虽然在PWM导通(ON)期间，因电动机中点电压大约为电源电压的二分之一，而容易地进行反电动势的检测，但在PWM断开(OFF)期间，因电动机中点电压为电动机施加电压的正电位或者负电位，所以检测困难。
因此，在进行PWM控制的场合，在去除PWM的影响后，有必要进行反电动势的检测。
作为这种方法的提案有用低通滤波器处理端电压的方法、仅在PWM导通(ON)时检测反电动势的方法和使正侧和负侧的开关元件同时地ON/OFF以稳定电动机的中点电压的方法。
在使用前述的低通滤波器的方法中，虽然因借助于通过低通滤波器，使端电压延迟90度，有不必设置其它的延迟电路就能得到换流定时的的优点，但是由于在换流后在电动机端电压上出现的尖峰电压的影响，滤波器输出波形变形，所以有电动机负载增加、尖峰电压发生期间加长，不能正确地换流的缺点。
仅PWM导通(ON)时检测反电动势的方法，虽然借助于禁止尖峰电压的发生期间和PWM的断开(OFF)期间的反电动势的检测，即使电动机负载增加也能进行正确的换流，但有必要禁止反电动势的检测的电路使电路规模增大的缺点，和不能便PWM频率充分地高而检测延迟的问题，此外，借助于在PWM的断开(OFF)时中点电压变化加大，有开放相的电压变化也加大，在开关元件的输出容量和电动机线圈之间流过共振电流，不能正确地检测反电动势的问题。
使正侧和负侧的开关元件同时ON/OFF的方法，虽然例如日本特开昭59-172991号公报或者日本特开平2-20636号公报所述，但是在日本特开昭59-172991号公报中因用低通滤波器处理端电压，所以有因电动机的负载增加而不能正确地换流的问题。在日本特开平2-20636号公报中因有必要将端电压的中点电位输入到滤波器上，所以不仅有电动机负载增大时的问题，而且有必要从电动机引出用于输入中点电位的电线使电动机的成本增加的缺点。
本发明的第3目的在于提供能不影响电动机的负载的变化和PWM频率进行正确的换流的电动机的驱动装置。
此外，为了进行电动机的速度控制，以往例如驱动电动机的电动机控制装置包括能得到与输入信号的频率成正比的直流电压的频率电压变换装置。
如图32所示，作为这种模拟型的频率电压变换装置的一例，包括单稳多谐振动器(one-shot、multi-vibrator)401和由电阻器R和电容器C组成的RC滤波器402等。
在由这种结构组成的频率电压变换装置中，例如由单稳多谐振动器401，将由电动机的旋转检测器输出的脉冲变换成与旋转速度相当的占空比后，由RC滤波器402进行滤波，得到如图所示的直流电压。
但是，以往频率电压变换装置，为了使输出波纹小，因包含RC滤波器402那样的滤波器要素，所以在输出中有产生延迟的问题。
在能使用高分析能力的编码器作为前述电动机的旋转检测器的场合，即使RC滤波器的时间常数小，也因输出波纹小，所以能使输出延迟小。
但是，在例如无电刷DC电动机中，在检测其定子线圈中发生的反电动势，驱动进行换流的不带位置传感器的场合，因难在于提高检测分析能力，所以为了减小以往的频率电压变换装置的输出波纹，有必要加大RC滤波器402的时间常数。因此，如果将以往的频率电压变换装置使用在不带位置传感器驱动方式的电动机中进行闭环控制，则由于前述RC滤波器402的输出延迟的影响，有不能改善响应特性的问题。
此外，在进行不带位置传感器驱动的场合，在电动机的旋转停止时，因在定子线圈中不发生反电动势，所以不能检测转子的位置。因此，在起动时进行同步运转，强制地进行换流，直到在加速到能检测电平的反电动势出现在定子线圈上为止后，进行不带位置传感器驱动的转移。
因在不带位置传感器驱动中到进行转移为止的低速旋转区域用同步运转、即开环进行驱动，所以这时不能进行闭环控制。这样，在仅在规定的旋转区域进行控制的场合或者限定能控制的运转范围的场合，在以往的频率电压变换装置中，因即使在必要范围外的旋转区域中也能得到输出，所以有浪费多并且其中不能扩大频率电压变换输出的动态范围的问题。
本发明的第4目的在于提供没有输出延迟并在输出范围中确保对于旋转速度的线性，而且能扩大动态范围的频率电压变换方法及其装置，同时提供能有助于响应特性改善的电动机的控制装置。
发明内容
本发明的不带位置传感器的电动机的控制方法，所述不带位置传感器的电动机包括同步运转和不带位置传感器运转，并且具有对它们进行相互切换的运转模式切换手段，在所述同步运转时，与位置指令信号同步地对电动机的定子线圈进行激励，使转子旋转，在所述不带位置传感器运转时，根据在所述定子线圈中发生的反电动势，检测转子的旋转位置，并与这种转子的检测旋转位置同步地对所述定子线圈进行激励，使转子旋转，同时从基于所述位置指令信号的旋转目标位置和所述检测旋转位置，求出目标位置和当前位置的偏差，并根据这种求得的偏差进行不带位置传感器的闭环驱动，在所述不带位置传感器运转开始时，对所述偏差施加规定的偏置，然后减少这种偏置。
此外，本发明的不带位置传感器的电动机的控制方法，有条件地进行从所述同步运转到所述不带位置传感器运转的切换，以便在所述定子线圈中发生的反电动势达到规定的电平，有条件地进行从所述不带位置传感器运转到所述同步运转的切换，以便所述偏差为0。
此外，本发明的不带位置传感器的电动机的控制装置，所述不带位置传感器的电动机包括同步运转和不带位置传感器运转，并且具有对它们进行相互切换的运转模式切换手段，在利用所述运转模式切换手段选择所述同步运转时，与位置指令信号同步地进行电动机的定子线圈的激励，在选择所述不带位置传感器运转时，根据在所述定子线圈中发生的反电动势，检测转子的旋转位置，并与这种转子的检测旋转位置同步地进行所述定子线圈的激励的定子线圈驱动手段，在利用所述运转模式切换手段选择所述不带位置传感器运转时，从所述位置指令信号和所述转子的检测旋转位置求出目标位置和当前位置的偏差的偏差算出手段，在利用所述运转模式切换手段选择所述不带位置传感器运转时，对应于用所述偏差算出手段求出的偏差，进行所述定子线圈驱动手段的驱动控制的控制手段，在利用所述运转模式切换手段选择所述不带位置传感器运转后，对用所述偏差算出手段求出的偏差施加规定的偏置，然后随着时间的增加而减少这种偏置的偏置控制手段。
此外，本发明的不带位置传感器的电动机的控制装置，所述运转模式切换手段包括计测所述位置指令信号的频率的频率计测手段，在所述位置指令信号的频率超过规定值时，进行从同步运转到不带位置传感器运转的切换，在所述偏差为0时，进行从不带位置传感器运转到同步运转的切换。
此外，本发明的不带位置传感器的电动机的控制方法，所述不带位置传感器的电动机包括同步运转和不带位置传感器运转，并且具有对它们进行相互切换的运转模式切换手段，在所述同步运转时，与位置指令信号同步地对电动机的定子线圈进行激励，使转子旋转，在所述不带位置传感器运转时，根据在所述定子线圈中发生的反电动势，检测转子的旋转位置，并与表示这种转子的检测旋转位置的旋转位置信号同步地对所述定子线圈进行激励，使转子旋转，同时从基于所述位置指令信号的旋转目标位置和所述转子的检测旋转位置，求出目标位置和当前位置的偏差，并将这种求得的偏差的积分值加法运算在所述偏差上，根据所述转子旋转位置信号求得转子旋转速度，根据从所述偏差和所述偏差的积分值的加法运算值减去所述转子旋转速度后的值，进行不带位置传感器的闭环驱动，在利用所述运转模式切换手段从所述同步运转转移到所述不带位置传感器运转时，将规定的初始值设定在所述偏差的积分值上。
此外，本发明的不带位置传感器的电动机的控制方法，所述运转模式切换手段包括计测所述位置指令信号的频率的频率计测手段，基于所述运转模式切换手段的运转模式的切换，在基于同步运转的运转开始后，所述位置指令信号的频率或者反电动势电平超过第1规定值时，切换到不带位置传感器运转，在所述位置指令信号的频率或者反电动势电平低于第2规定值并且所述偏差为0时，从不带位置传感器运转切换到同步运转。
此外，本发明的不带位置传感器的电动机的控制装置，所述不带位置传感器的电动机包括同步运转和不带位置传感器运转，并且具有对它们进行相互切换的运转模式切换手段，在利用所述运转模式切换手段选择所述同步运转时，与位置指令信号同步地进行电动机的定子线圈的激励，在选择所述不带位置传感器运转时，根据在所述定子线圈中发生的反电动势，检测转子的旋转位置，并与表示这种转子的检测旋转位置的转子旋转位置信号同步地进行所述定子线圈的激励的定子线圈驱动手段，在利用所述运转模式切换手段选择所述不带位置传感器运转时，从基于所述位置指令信号的旋转目标位置和所述转子的检测旋转位置求出目标位置和当前位置的偏差的偏差算出手段，求出用所述偏差算出手段求得的偏差的积分值的积分手段，根据所述转子旋转位置信号求得转子旋转速度的旋转速度检测手段，将所述偏差的积分值加法运算到所述偏差上，根据从所述偏差和所述偏差的积分值的加法运算值减去所述转子旋转速度后的值，进行所述定子线圈驱动手段的驱动控制的控制手段，在利用所述运转模式切换手段从所述同步运转转移到所述不带位置传感器运转时，将规定的初始值设定在所述积分手段的所述偏差的积分值上的初始值设定手段。
此外，本发明的不带位置传感器的电动机的控制装置，所述运转模式切换手段包括计测所述位置指令信号的频率的频率计测手段，在所述位置指令信号的频率或者反电动势电平超过第1规定值时，进行从同步运转到不带位置传感器运转的切换，在所述位置指令信号的频率或者反电动势电平低于第2规定值并且所述偏差为0时，进行从不带位置传感器运转到同步运转的切换。
图1表示与本发明实施例相关的电动机的控制装置的结构一例的方框图。
图2表示说明电动机的控制装置的各部分的动作例的流程图。
图3是基于电动机的控制装置的运转特性曲线例的说明图。
图4表示与本发明实施例相关的电动机的控制装置的结构一例的方框图。
图5表示将速度小环路补偿施加在PI位置控制系统上的方框图。
图6是说明电动机的控制装置的各部分的动作例的流程图。
图7是基于电动机的控制装置的运转特性曲线例的说明图。
图8表示PI位置控制系统的方框图。
图9是基于电动机的控制装置的运转特性曲线例的说明图。
图10表示与本发明实施例相关的电动机的控制装置的结构一例的方框图。
图11是表示同一电动机的控制装置的各部分的动作波形一例的波形图。
图12是以往的步进电动机的机械结构的剖视图。
图13是表示同一步进电动机的转子和定子关系的平面图。
图14是表示同一步进电动机的转子和定子的关键部分的放大图。
图15表示在转子和定子的空隙中发生的磁力线和在定子线圈中发生的反电动势的一例。
图16表示与本发明实施例相关的电动机控制装置的电路图。
图17表示与本发明实施例相关的反电动势检测电路和控制电路的电路图。
图18表示与本发明实施例相关的在定子线圈中产生的反电动势的说明图。
图19表示与本发明实施例相关的定子线圈的反电动势和比较器的输出脉冲的说明图。
图20表示与本发明实施例相关的换流信号发送电路的输出脉冲和PWM信号的说明图。
图21表示与本发明实施例相关的表示电动机控制的流程图。
图22是表示本发明的频率电压变换装置的实施形态1的结构一例的方框图。
图23是表示旋转数和输入脉冲周期的关系图。
图24是旋转数和输出电压的关系图。
图25是表示本发明的频率电压变换装置的实施形态2的结构一例的方框图。
图26是计数值和输出电压的关系图。
图27是表示将与本发明相关的频率电压变换装置适用于3相混合型步进电动机的不带位置传感器闭环驱动、控制场合的电动机的控制装置的一例的方框图。
图28是表示图27的各部分的信号波形的波形图(时序图)。
图29是表示频率电压变换装置的频率电压变换处理的一例的流程图。
图30是表示同一装置的转子位置检测脉冲的周期的计数处理的流程图。
图31是基于使用表的频率电压变换处理的一例的流程图。
图32表示以往装置的结构图。
具体实施例方式
下面，参照附图对实施本发明的最佳实施形态进行说明。
实施例图1表示将本发明适用于3相混合型步进电动机的场合的电动机的控制装置结构的一例的方框图。此外，由这种电动机的控制装置驱动控制的3相混合型步进电动机的驱动对象是例如是打印机头的托架和打印机送纸机构等，并以它们为负载连接到电动机的旋转轴上。
如图1所示，与本实施例相关的电动机的控制装置包括转子位置检测电路1，换流脉冲发生电路2，偏差计数器3，加法器4，偏置控制电路5，运转模式切换电路6，电压指令控制电路7，PWM控制电路8，同步运转用PWM发生电路9，运转切换开关11、12，栅极信号发生电路13，驱动3相混合型步进电动机15的逆变器14，如后所述，利用运转切换开关11、12进行同步运转和不带位置传感器运转。
下面，参照附图对这种电动机的控制装置的各部分的详细结构进行说明。
转子位置检测电路1在不带位置传感器运转时，取入在星型连线的3个定子线圈16、17、18中发生的反电动势，并基于这种各反电动势，生成表示转子的旋转位置的转子位置信号，并根据这种转子位置信号，生成表示提供给定子线圈16、17、18的激励电流的换流定时信号，并通过运转切换开关将这种换流定时信号输出到栅极信号发生电路13中。
换流脉冲发生电路2根据用转子位置检测电路1生成的转子位置信号，转子每旋转1步进角就发生1个脉冲，并将这种发生脉冲输出到偏差计数器3中。
偏差计数器3在不带位置传感器运转时，分别对来自外部的位置指令脉冲(位置指令信号)和来自换流脉冲发生电路2的脉冲进行计数，由两计数值的差求得目标位置和当前位置的偏差，对于加法器4输出对应于这种求得的偏差的偏差电压。这里，位置指令脉冲包含转子的旋转位置信息和转子的旋转速度信息，其旋转位置信息用脉冲总数供给，其旋转速度信息用脉冲频率供给。
加法器4对由偏差计数器3输出的偏差电压和由偏置控制电路5输出的偏置电压进行加法运算，并将这种加法运算电压输出到电压指令控制电路7中。
偏置控制电路5当利用来自运转模式切换电路6的运转切换信号，从同步运转转移到不带位置传感器运转时，在这种不带位置传感器运转的开始时，将规定的偏置电压输出到加法器4中，并且这种偏置电压的值随着时间的经过而减小。这种偏置电压值对应于电动机15及其负载状况，选择适当的值。
运转模式切换电路6当位置指令脉冲的频率达到规定的值时，即在电动机15的定子线圈16、17、18中发生的反电动势达到充分的电平时，进行从同步运转到不带位置传感器运转的切换，另一方面，当偏差计数器3的偏差为“0”时，生成用于进行从不带位置传感器运转到同步运转的切换的运转切换信号。并且，对应于这种运转切换信号，将运转切换开关11、12的各接点切换到同步运转侧或者不带位置传感器运转侧的任何一方，同时将这种运转切换信号输出到偏置控制电路5中。
电压指令控制电路7一接收到来自加法器4的输出电压，就对应于这种输出电压进行用于PWM控制电路8生成PWM(脉冲宽度调制)信号的指令控制。
PWM控制电路8根据来自电压指令控制电路7的指令，生成对应于来自加法器4的输出电压的PWM信号，并通过运转切换开关11将这种PWM信号输出到栅极信号发生电路13中。
同步运转用PWM发生电路9生成在同步运转时使用的PWM信号，并通过运转切换开关11将这种PWM信号输出到栅极信号发生电路13中。
栅极信号发生电路13在同步运转时，与来自外部的位置指令脉冲同步地生成用于使激励电流的流过电动机的定子线圈16、17、18的栅极信号，另一方面，在不带位置传感器运转时，与来自转子位置检测电路1的换流定时信号同步地生成用于使激励电流的流过电动机的定子线圈16、17、18的栅极信号。
逆变器14由未图示的6个开关用晶体管组成的3相桥式电路构成，并将电动机的定子线圈16、17、18连接到其输出端上。因此，逆变器14的晶体管利用栅极信号发生电路13生成的栅极信号控制通电，使激励电流流过规定的定子线圈16、17、18。
下面，参照图1到图3对这种结构的本实施例的电动机的控制装置的动作的一例进行说明。图2表示说明这种电动机的控制装置的动作例的流程图。图3是说明这种电动机的控制装置的运转特性曲线的说明图，在上侧表示的速度曲线中，实线表示电动机的实际速度，粗的虚线表示其目标值。
如图3所示，这种电动机的控制装置进行同步运转和不带位置传感器运转(不带位置传感器闭环驱动运转)，自动地进行从同步运转到不带位置传感器运转或者从不带位置传感器运转到同步运转的切换。
下面，对同步运转和不带位置传感器运转详细地进行说明。
现在，如果在图3所示的时刻t1起动电动机15，则为了进行同步运转，因从运转模式切换电路6输出的运转切换信号例如为“L”电平，所以运转切换开关11、12的切换接点成为同步运转侧(与图1位置相反侧的位置)。因此，在同步运转中，栅极信号发生电路13驱动逆变器14，以便与来自外部的位置指令脉冲同步地进行换流(步骤S1)。也就是说，栅极信号发生电路13与位置指令脉冲同步地发生栅极信号，并利用这种栅极信号驱动逆变器14，使激励电流流过定子线圈16、17、18。
并且，在时刻t2，运转模式切换电路6根据位置指令脉冲的频率，如果判定电动机15达到规定的旋转(步骤S2)，则因运转模式切换电路6输出的运转切换信号从“L”电平变化成“H”电平，所以运转切换开关11、12的切换接点切换到不带位置传感器运转侧(图1的位置)，转移到不带位置传感器运转。
此外，在时刻t2，因提供给偏置控制电路5的来自运转模式切换电路6的切换信号从“L”电平变化成“H”电平，所以偏置控制电路5将规定的偏置电压输出到加法器4中(步骤S3)。这时，仅将来自偏置控制电路5的偏置电压提供给电压指令控制电路7，利用这种偏置电压，PWM控制电路8生成PWM信号，并将这种PWM信号提供给栅极信号发生电路13，因此能确保电动机15的旋转。这样，由以下的理由，将规定的偏置电压输出到加法器4中。也就是说，在时刻t2，偏差计数器3的位置的偏差是“0”，因输出到加法器4中的偏差计数器3的输出偏差电压为“0”，所以这种控制系统使电动机15停止。这种场合，因在电动机15的定子线圈16、17、18中发生的反电动势的输出电平降低，而不能检测转子的位置，所以失调。因此，在向不带位置传感器运转的转移开始时，将偏置电压附加在操作量上，在向不带位置传感器运转的转移时能防止失调。
这样，当转移到不带位置传感器运转时，在从偏置控制电路5输出的偏置电压不是″0″的场合(步骤S4NO)，偏置电压以一定的量不断减少(步骤S5)，如后所述，使偏置电压不断减少，即使在偏差计数器3的偏差为“0”的场合也残留偏置电压，这是因为电动机15驱动到比指令位置更加进一步的位置的缘故。
此外，在不带位置传感器运转时的期间中，转子位置检测电路1生成表示定子线圈16、17、18的换流定时的换流定时信号，并输出到栅极信号发生电路13中。因此，栅极信号发生电路13与该换流定时信号同步地发生栅极信号，并由这种栅极信号驱动逆变器14，使激励电流流过定子线圈16、17、18。
此外，在不带位置传感器运转时的期间中，换流脉冲发生电路2对转子每1步进角发生1个脉冲，并将这种发生脉冲输出到偏差计数器3中。因此，偏差计数器3分别对位置指令脉冲和来自该换流脉冲发生电路2的脉冲进行计数，求出位置的偏差，并将对应于该偏差的偏差电压输出到加法器4中。
因此，如图2的步骤S6～S8所示，在图3所示的不带位置传感器运转的期间，在转子位置检测电路1检测转子位置时，将该检测信号输出到栅极信号发生电路13中，与该检测信号同步地发生栅极信号，并利用这种栅极信号驱动逆变器14，使电流流过定子线圈16、17、18，并且重复这种动作直到偏差计数器3的偏差为“0”为止。
但是，在不带位置传感器运转中，在图3所示的加速运转期间T1，电动机因惯性对于位置指令延迟加速。因此，如图3所示，在加速运转期间T1虽然偏差计数器3的偏差积存，但在定速运转期间T2，该偏差不变地积存。另一方面，在如图3所示的减速运转期间T3，因对于位置指令电动机延迟减速，所以如图3所示，偏差计数器3的偏差减小。因此，借助于在偏差为“0”的时刻，从不带位置传感器运转切换成同步运转，能使电动机的转子停止在规定旋转的位置(目标位置)上。
因此，如图3所示，运转模式切换电路6在时刻t3如果判定来自偏差计数器3的偏差为“0”(步骤S8是)时，运转切换开关11、12切换到同步运转侧，与前述相同的同步运转(步骤S9、S10)。并且，如图3所示，在时刻t4如果将最后的位置指令脉冲提供给栅极信号发生电路13(步骤10是)，则电动机停止在目标位置上。
如前所述，在本实施形态的电动机的控制装置中，能进行同步运转和不带位置传感器运转，在不带位置传感器运转开始时，因将来自偏置控制电路5的偏置电压输出到加法器4中，所以这时即使来自偏差计数器3的输出偏差电压为“0”，电动机也不会失调，能平稳地转移到不带位置传感器运转。
此外，在本实施例电动机的控制装置中，当偏差计数器3的偏差为“0”时，因从不带位置传感器运转转移到同步运转，所以能使电动机停止在目标位置。
此外，权利要求3中记载的运转模式切换手段与图1的运转模式切换电路6和运转切换开关11、12对应，激励手段对应于转子位置检测电路1、栅极信号发生电路13、逆变器14等，偏差算出手段对应于偏差计数器3，控制手段对应于加法器4、电压指令控制电路7、PWM控制电路8等，偏置控制手段对应于偏置控制电路5。
其它实施例下面，对本发明的其它实施例进行说明。
图4是表示将本发明适用于3相混合型步进电动机场合的电动机的控制装置的其它结构一例的方框图。由这种电动机的控制装置驱动控制的3相混合型步进电动机的驱动对象与前例相同，是打印机头的托架和打印机送纸机构等，并以它们为负载连接到电动机的旋转轴上。
如图4所示，与本实施例相关的电动机的控制装置包括转子位置检测手段101、转子位置检测合成信号生成手段102、换流定时生成手段103、换流信号生成手段104、栅极信号生成手段105、逆变器106、偏差计数器107、旋转速度检测手段108、比例增益器109、积分手段110、初始值设定手段111、速度增益器112、加法器113、PWM信号生成手段114、运转模式切换手段115、运转切换开关116、117，利用这种运转切换开关116、117的切换，进行3相混合型步进电动机118的同步运转和不带位置传感器运转。
下面，对这种电动机的控制装置的详细结构进行说明。
转子位置检测手段101在不带位置传感器运转时，取入在星型连线的3个定子线圈A、B、C中发生的反电动势，并基于这种各反电动势，生成表示转子的旋转位置的转子位置信号，转子位置检测合成信号生成手段102生成合成前述转子位置信号后的转子位置检测合成信号。
换流定时生成手段103由在转子位置检测合成信号生成手段102得到的转子位置，生成换流定时。当被检测的转子位置比换流定时相位更导前时，相位仅延迟必要量。
在换流信号生成手段104中，从用转子位置检测手段101生成的3相部分的转子位置信号，选择下一个应该换流的定子线圈的组合，与用换流定时生成手段103生成的换流定时信号同步地生成换流信号。
栅极信号生成手段105将用后述的PWM信号生成手段114生成的换流信号，重叠在用换流信号生成手段104生成的换流信号上，生成驱动逆变器106的栅极信号。
逆变器106由未图示的6个开关元件组成的3相桥式电路构成，并将电动机的定子线圈A、B、C连接在其输出端上。逆变器106的开关元件利用在栅极信号生成手段105生成的增益信号，控制通电，并使激励电流流过规定的定子线圈A、B、C。
偏差计数器107在不带位置传感器运转时，对来自外部的位置指令信号脉冲(位置指令信号)和来自转子位置检测合成信号生成手段102的脉冲分别进行计数，并输出两计数值的差作为指令位置(目标位置)和当前位置的偏差。位置指令信号提供脉冲数表示移动距离、脉冲频率表示旋转速度的脉冲列。
旋转速度检测手段108计测用转子位置检测合成信号生成手段102生成的转子位置检测信号的周期，并检测电动机的旋转速度。
比例增益器109使由偏差计数器107输出的位置偏差放大Kp倍，积分手段110用增益Ki对由偏差计数器107输出的偏差进行积分。
初始值设定手段111在从同步运转转移到不带位置传感器运转时，因将积分手段110具有的初始值设定在该积分手段上，所以这种初始值对应于电动机及其负载状况，设定成得到最适合的过渡响应。
速度增益器112使检测的转子的旋转速度放大Kv倍，加法器113输出{(比例增益109的输出)+(积分手段110的输出)-(速度增益112的输出)}的运算结果。
PWM信号生成手段114生成对应于来自加法器113的输出值的占空比的PWM信号。
运转模式切换手段115生成用于进行将运转模式从同步运转切换成不带位置传感器运转，或者从不带位置传感器运转切换成同步运转的运转模式切换信号。并且，对应于运转模式切换信号，将运转切换开关116、117的各接点切换到同步运转侧或者不带位置传感器运转侧中的至少一侧。此外，为了决定切换定时，运转模式切换手段115包括计测位置指令信号的频率的手段。
运转模式切换手段115的切换定时如后所述。
从同步运转转移到不带位置传感器运转是在同步运转开始后所述位置指令信号的频率或者反电动势的电平超过第1规定值时的运转模式转换。
从不带位置传感器运转到同步运转转移是在所述位置指令信号的频率或者反电动势的电平低于第2规定值并且所述偏差为0时的运转模式转换。
此外，这里规定的频率是指设定成检测反电动势可能值、即设定成能比不带位置传感器运转的最低旋转速度相当的频率更加高的值。
如图5所示，在本例中，将速度小环路补偿施加在PI位置控制系统上，在不带位置传感器运转时对于所述偏差进行速度小环路控制。也就是说，在不带位置传感器运转中，偏差计数器107分别对位置指令信号和转子位置检测信号进行计数，输出指令位置和当前位置的偏差，并通过比例增益器109和积分手段110对这种偏差进行PI控制。
这样，借助于将速度小环路补偿施加在PI位置控制系统上，使电动机的旋转相位与位置指令信号的相位一致，也就是说，因控制向电动机的输入，使得位置偏差总是为0，所以能实现对于位置指令信号的正确的位置控制和速度控制。
下面，参照图6对本实施例的同步运转和不带位置传感器运转详细地进行说明。图7是这种电动机的控制装置的特性曲线的说明图，在上侧所示的速度曲线中，实线表示电动机的实际速度，粗虚线表示其目标值。
在这种电动机的控制装置中，自动地进行从同步运转到不带位置传感器运转的切换和从不带位置传感器运转到同步运转的切换。
电动机一起动，运转模式切换手段115将运转模式设定成同步运转(步骤S1)，同步运转的信号输出例如“L”电平。因此，运转切换开关116、117的切换接点成为同步运转侧(步骤S2)。为此，在同步运转中，选择同步运转用的PWM信号，与位置指令脉冲同步地进行换流(步骤S3～S4)。
当位置指令信号的频率超过第1规定值时(步骤S6)，即如果在定子线圈中发生的反电动势到达能检测的电平，成为能不带位置传感器运转，则因运转模式切换手段115将运转模式设定成不带位置传感器运转(步骤S7)，运转切换信号从“L”电平变化成“H”电平，所以运转切换开关116、117的切换接点切换成不带位置传感器运转侧(步骤S2)，并转移到不带位置传感器运转。
如步骤S8～S11所示，在不带位置传感器运转期间，在转子位置检测手段101检测转子的位置时，用换流定时生成手段103生成换流定时，并与该换流定时同步地进行换流。
在能不带位置传感器运转间，因继续前述的换流顺序，对PI位置控制系统附加速度小环路补偿，所以能实现对于位置指令信号的正确位置控制和速度控制。
使电动机减速，当位置指令信号频率低于第2规定值时(步骤S12)，运转模式切换手段115确认偏差是“0”(步骤S13)，并将运转模式设定成同步运转(步骤S14)。运转切换开关116、117的切换接点再次切换到同步运转侧(步骤S2)，进行同步运转直到最后的位置指令脉冲为止(步骤S5)，将电动机停止在目标位置上。
前述速度小环路控制抑制高速旋转时的增益，使阻尼特性改善。也就是说，低速运转时，虽然因速度小环路的反馈量小，所以原样地输出比例增益Kp，但高速运转时，因反馈量大，所以有比例增益Kp小的效果。因此，用增加速度小环路，能加大比例增益Kp，确保响应性，并能改善系统的非振动阻尼特性。
此外，在本例中，因将规定的初始值提供给前述积分手段110，所以在不带位置传感器运转转移时，即使偏差为0，也能从加法器113输出积分初始值，因此，能抑制与电动机相关的电压变动，并防止失调。
此外，积分初始值对应于负载、旋转速度，设定最适合的过渡响应的值。这样，如图7所示，借助于将积分初始值设定成最适合的值，能从同步运转平稳地转移到不带位置传感器运转，并因此能防止失调。此外，因主要是积分项担当转移后的加速度，所以偏差的存储减少。因此，能不断地使偏差在零附近运转，能缩短稳定时间。
这样，采用本实施例的电动机的控制方法及其装置，则能不带位置传感器运转，进行没有位置偏差的相位同步控制、即位置控制，能维持位置决定精度并能以低噪声低耗电驱动电动机，此外，如前所述，在从同步运转转移到不带位置传感器运转时，能防止失调并能缩短稳定时间。
其它实施例下面，对本发明的其它实施例进行说明。
图10表示电动机的控制装置的结构一例的方框图，是将本发明用于图12所示的3相混合型步进电动机的情况。
如图10所示，与本实施例相关的电动机的控制装置包括旋转位置检测单元221，定时决定兼速度检测单元222，加法器240，控制单元223，逆变器单元224，如后所述，用规定的激励特性和规定的换流定时，激励3相混合型步进电动机228的星型连线定子线圈225～227。
旋转位置检测单元221在电动机228的运转时，取入定子线圈225～227的各端电压Va～Vc，借助于与规定电压进行比较，使得这种端电压Va～Vc为电动机的中点电压和整流器230的输出直流电压Ed的1/2的电压，生成表示转子的旋转位置的转子位置信号S1～S3，并将这种生成的转子位置信号S1～S3输出到定时决定兼速度检测单元222中。因此，由未图示的3个比较器构成这种旋转位置检测单元221。
定时决定兼速度检测单元222在由旋转位置检测单元221供给的转子位置信号S1～S3的变化时刻，分别检测某个上升沿和下降沿，并用计数器测定这种检测到的变化时刻间的时间，根据这种测定时间，输出表示定子线圈225～227的通电切换定时的通电切换定时信号S1’～S3’，同时，利用该测定时间求出转子的旋转速度，关于其详细的信号处理等将在后面描述。因此，用多个计数器或者定时器等构成这种定时决定兼速度检测单元222。
加法器240根据来自定时决定兼速度检测单元222的旋转速度和来自外部的速度指令生成速度控制信号，并将这种生成的速度控制信号输出到控制单元223中。
控制单元223为了激励各定子线圈225～227，利用来自加法器240的速度控制信号和预定的激励方式(例如2相激励)，输出使逆变器单元224的晶体管Q1～Q6导通、断开(ON/OFF)的通电信号P1～P6，根据由定时决定兼速度检测单元222输出的通电切换定时信号S1’～S3’，进行这种通电切换的定时(换流的定时)。将来自控制单元223的通电信号P1～P6提供给构成逆变器单元224的晶体管Q1～Q6的各基极。
逆变器单元224由开关用晶体管Q1～Q6组成的3相桥式电路构成，并将电动机的定子线圈225～227连接到其输出端上。将二极管D1～D6并联地连接到晶体管Q1～Q6上。虽然将直流电压提供给逆变器单元224，但这种直流电压是借助于用整流器230对来自交流电源229的交流电压进行整流得到的。此外，将对整流器230的输出进行滤波的滤波用电容器231并联地连接在整流器230的输出端上。
下面，参照图10和图11对这种结构的本实施例的电动机的控制装置动作的一例进行说明。
首先，从电动机228的停止时开始到规定的旋转数为止，不能得到对定子线圈225～227特定转子位置的反电动势。因此，在电动机开始起动时，控制单元223输出用于以规定的顺序进行各定子线圈225～227的激励的通电信号P1～P6。对应于这种通电信号P1～P6，逆变器224的晶体管Q1～Q6导通，定子线圈225～227顺序地激励。由此，转子对应于这种激励，用所谓的开环进行同步运转。
这样，在电动机开始起动时，激励特性的激励时间尽管电动机起动，但仅用充分的时间对各定子线圈225～227进行通电，慢慢地加速其激励时间，并加速转子的旋转速度。并且，如果该转子的旋转速度达到充分的速度，则在定子线圈225～227中发生能特定转子的旋转位置的反电动势，得到端电压Va～Vc。
图11(A)示出了定子线圈225的端电压Va作为这种端电压Va～Vc中的一例。其中，虽然没有图示出其它的端电压Vb、Vc，但与端电压Va相比仅依次地相位相差120°，而波形是相同的。此外，如图11(A)所示，这种端电压Va的波形在正的期间和负的期间长度不同是因为如图14所示，相位θ1和θ2不同的缘故。
利用旋转位置检测单元221中未图示的3个比较器，对这种端电压Va～Vc与例如电动机228的中点电压进行比较，从各比较器能得到当中点电压上升时端电压Va～Vc为“H”电平的输出。但是，如图11(A)所示，因在各端电压Va～Vc中包含在换流中过渡地发生的尖峰电压a，所以不能以各比较器的输出作为表示转子旋转位置的转子位置信号而原样地使用。这里，用屏蔽等适当的手段从比较器的输出中排除这种峰值电压a。因此，从旋转位置检测单元221输出如图11(B)、(C)、(D)所示的表示转子旋转位置的转子位置信号S1～S3。
这里，转子位置信号S1～S3的上升沿和下降沿的各触发沿，对应的定子线圈225～227的端电压Va～Vc从正变化成负或者从负变化成正的时刻(参照图11(A))。
定时决定兼速度检测单元222在由旋转位置检测单元221供给的转子位置信号S1～S3的变化时刻，即依次地检测这种转子位置信号S1～S3的上升沿和下降沿的各触发沿的期间T1，T2，…Tn的时间(参照图11(E))，并根据这种测定时间输出决定定子线圈225～227的通电切换定时(换流的定时)的通电切换定时信号S1’～S3’。下面，对这种定时决定兼速度检测单元222的信号处理详细地进行说明。
在时刻t1，如果检测到转子位置信号S1的上升或下降触发沿，则能进行加法减法计数的未图示的第1计数器从时刻t1开始计数动作。在从时刻t1开始到检测到转子位置信号S3的上升沿的时刻t2为止的期间T1，进行这种第1计数器的计数动作，并在时刻t2结束这种计数动作。此外，该期间T1相当于电角60°。
接着，从时刻t2开始，能进行加法减法计数的未图示的第2计数器开始动作，在从时刻t2开始到检测到转子位置信号S2的下降沿的时刻t3为止的期间T2，进行这种第2计数器的计数动作，并在时刻t3结束这种计数动作。此外，该期间T2相当于电角60°。这里，虽然期间T1和期间T2长度不同，但如前所述，因在定子线圈225～227中发生的端电压Va～Vc的正负期间不同，所以反映出这种不同。
但是，定子线圈225～227的通电切换定时(换流的定时)，虽然以转子位置信号S1～S3的各触发沿的检测时刻t1，t2，t3，···为基准，在电角30°移位后的时刻进行，但以有效地控制电动机228为佳。
在时刻t3，第1计数器开始在期间T1中进行计数后的计数值的减法计数，在其计数值为1/2(相当于电角30°)的时刻t4，将通电切换定时信号输出到控制单元223中。此外，图11(F)的斜线部分表示相当于电角30°的延迟量(延迟时间)。
从时刻t3开始能进行加法减法计数的未图示的第3计数器(省略图示)开始动作，在从时刻t3开始到检测到转子位置信号S1的上升沿的时刻t5为止的期间T3，进行这种第3计数器的计数动作，并在时刻t5结束这种计数动作。
在时刻t5，第2计数器开始在期间T2中进行计数后的计数值的减法计数，在其计数值为1/2(相当于电角30°)的时刻t6，输出通电切换定时信号。此外，从时刻t5开始能进行加法减法计数的未图示的第4计数器(省略图示)开始动作，在从时刻t5开始到检测到转子位置信号S3的下降沿的时刻t7为止的期间T4，进行这种第4计数器的计数动作，并在时刻t7结束这种计数动作。
接着相同地，在期间T5并行地进行第1计数器的计数动作，第3计数器利用减法计数在时刻t8输出通电切换定时信号，在期间T6并行地进行第2计数器的计数动作，第4计数器利用减法计数在时刻t10输出通电切换定时信号。因此，定时决定兼速度检测单元222在任意期间生成通电切换定时信号时，不是利用该任意期间的前一期间的计数器的计数值，而是利用再前一次期间的计数器的计数值。
这样，将在定时决定兼速度检测单元222生成输出的通电切换定时信号S1’～S3’提供给控制单元223。为了激励各定子线圈225～227，控制单元223利用后述的加法器240的速度控制信号和预先决定的激励方式(例如2相激励)，输出使晶体管Q1～Q6导通、断开(ON/OFF)的通电信号P1～P6，根据由定时决定兼速度检测单元222输出的通电切换定时信号S1’～S3’，进行这种通电切换的定时(换流的定时)。因此，在控制单元223中定子线圈225～227的各激励电流生成图11(G)(H)(I)那样的通电信号P1～P6。
在与本实施例相关的电动机的控制装置中，定时决定兼速度检测单元222如前所述生成通电切换定时信号外，还求出转子的旋转速度，因利用这种求出的旋转速度同时进行由闭环组成的速度控制，所以对与这种速度控制相关的动作进行说明。
为了进行速度控制，定时决定兼速度检测单元222在作为转子位置信号S1～S3的各触发沿的检测时刻t1，t2，t3，…，检测并更新转子的旋转速度。因此，在定时决定兼速度检测单元222中，在例如时刻t3，求出在期间T1计数的计数器的计数值和在期间T2计数的计数器的计数值的平均值，并由这种求出的平均值的倒数，求出转子的旋转速度。此外，期间T1和期间T2的和相当于电角120°，因对应于这种电角120°的物理距离是已知的，所以能如前所述地求出转子的旋转速度。
下面相同地，定时决定兼速度检测单元222，在时刻t5，求出在期间T2计数的计数器的计数值和在期间T3计数的计数器的计数值的平均值，并由这种求出的平均值的倒数，求出并更新转子的旋转速度。此外，在时刻t7，求出在期间T3计数的计数器的计数值和在期间T4计数的计数器的计数值的平均值，并由这种求出的平均值的倒数，求出并更新转子的旋转速度。因此，在求出转子的旋转速度时，重复使用计数器的各计数值。
这样，利用定时决定兼速度检测单元222，每电角60°求出的转子的旋转速度，因如期间T1和期间T2那样，求出相当于电角120°期间的平均速度，所以即使在定子线圈225～227中发生的反电动势Va～Vb的正负期间不同，这种求出的转子的旋转速度也能高精度。
将用定时决定兼速度检测单元222求出的转子的旋转速度提供给加法器240。在加法器240中由这种旋转速度和来自外部的速度指令的偏差，生成速度控制信号(偏差信号)，并将这种生成的速度控制信号输出到控制单元223中。控制单元223对应于这种速度控制信号，因对提供给晶体管Q1～Q6的通电信号P1～P6进行PWM控制，所以能将转子的旋转速度控制成目标值。
如前所述，在与本实施形态相关的电动机的控制装置中，由在电动机228的定子线圈225～227中发生的反电动势Va～Vb，生成表示转子的旋转位置的转子位置信号S1～S3，依次检测这种转子位置信号S1～S3的触发沿，并用计数器对触发沿间的时间进行计数，以这种触发沿的各检测时刻为基准，加上延迟时间，在决定定子线圈25～27的通电切换定时时，利用这种计数器的计数值中在比前1个更前1个期间计数器计数的计数值，求出其延迟时间。
因此，即使在电动机的转子部分的机械精度有偏差，在电动机的定子线圈中发生的反电动势的正负期间有不同的场合，因也能在这种延迟时间中反映这种不同，所以能高精度地进行定子线圈225～227的通电切换定时，从而能实现转子旋转的平滑化和低噪声。
此外，在与本实施例相关的电动机的控制装置中，虽然在转子位置信号S1～S3的各触发沿的检测时刻t1，t2，t3，…，使用计数器的计数值，逐次检测并更新转子的旋转速度，在例如时刻t3，如期间T1和期间T2那样使用前1次和再前1次期间的计数器的计数值的平均值，求出平均速度。
因此，即使在电动机的转子部分的机械精度有偏差，在电动机的定子线圈225～227中发生的反电动势Va～Vb的正负期间有不同的场合，也能因这种求出的转子的旋转速度精度高，所以能防止闭环组成的速度控制精度的降低。
这里，权利要求14中记载的位置检测手段对应于图10的旋转位置检测单元221，计时手段和通电切换定时决定手段对应于定时决定兼速度检测单元222，激励手段对应于控制单元223和逆变器单元224。
此外，权利要求15中记载的计时手段和通电切换定时决定手段对应于图10的定时决定兼速度检测单元222。
此外，权利要求18的位置检测手段对应于图10的旋转位置检测单元221，激励手段对应于定时决定兼速度检测单元222，控制单元223和逆变器单元224，旋转手段检测手段对应于定时决定兼速度检测单元222，控制手段对应于加法器240和控制单元223。
此外，权利要求19的位置检测手段对应于图10的旋转位置检测单元221，计时手段和通电切换定时决定手段对应于图10的定时决定兼速度检测单元222，激励手段对应于控制单元223和逆变器单元224，旋转速度检测手段对应于定时决定兼速度检测单元222，控制手段对应于加法器240和控制单元223。
此外，在与本实施例相关的电动机的控制装置中，以这种触发沿的各检测时刻为基准，加上延迟时间，决定定子线圈225～227的通电切换定时，这时，延迟时间的算出，利用这种计数器的计数值中在比这种决定时的前1个更前1个期间计数器计数的计数值。但是，这种延迟时间的算出，在例如时刻t7的场合，不仅利用在期间T3的计数器的计数值，也可以如在期间T1的计数器的计数值那样，利用能反映在定子线圈225～227中发生的反电动势的正负期间不同的计数器的计数值。
此外，在与本实施例相关的电动机的控制装置中，使用计数器的计数值，逐次检测并更新转子的旋转速度，在例如时刻t3，如期间T1和期间T2那样使用前1次和再前1次期间的计数器的计数值的平均值，求出旋转速度。但是，转子的旋转速度的算出，在例如时刻t7的场合，不仅利用在期间T3和期间T4的计数器的计数值，也可以如在期间T1和期间T2的计数器的计数值那样，利用能反映在定子线圈225～227中发生的反电动势的正负期间不同的计数器的计数值。
此外，在前述实施例中，虽然用多个计数器构成定时决定兼速度检测单元222，但是当然也可以用单片形态的微型计算机、或者微型计算机和计数器的组合等合适的手段，构成定时决定兼速度检测单元222和控制单元223。
其它实施例下面，对本发明的其它实施例进行说明。
如图16和图17所示，本实施例的电动机的控制装置301用于对星型连线的3个定子线圈A、B、C进行换流并使转子旋转的3相步进电动机(未图示整体)，包括将电源电压Ed提供给定子线圈A、B、C的由正侧开关元件Ta+，Tb+，Tc+和负侧开关元件Ta-，Tb-，Tc-组成的逆变器电路302，检测定子线圈A、B、C的反电动势ea，eb，ec(参照图18)的反电动势检测电路303，和根据反电动势检测电路303的输出，控制逆变器电路302的控制电路304。
用晶体管和回流二极管构成各开关元件Ta+，Tb+，Tc+，Ta-，Tb-，Tc-。
所述反电动势检测电路303包括多个比较器331，332，333，借助于分别对定子线圈A、B、C的端电压Va，Vb，Vc和电源电压Ed进行分压，并输入到这些比较器331，332，333中，使定子线圈A、B、C的端电压Va，Vb，Vc脉冲化。
这里，将定子线圈A、B、C的端电压Va，Vb，Vc的分压比和电源电压的分压比设定为2比1关系。在本实施例中，定子线圈A、B、C的端电压Va，Vb，Vc的分压比是(1/2)，电源电压Ed的分压比是(1/4)。
此外，图17中的R和R3是将各电压分压成规定的比例的电阻器，借助于设定这种电阻器R和R3，分别得到各电压的分压。
或者，也可以将定子线圈A、B、C的端电压Va，Vb，Vc直接地输入到比较器331，332，333中。这种场合，定子线圈A、B、C的端电压Va，Vb，Vc的分压比是1，电源电压Ed的分压比是(1/2)。
此外，前述控制电路304包括基于用比较器331，332，333脉冲化后的定子线圈的端电压PVa，PVb，PVc，作成对定子线圈A、B、C进行换流的脉冲a+，a-，b+， b-，c+，c-的换流信号发送电路(在本实施例中为微型计算机)341和发生PWM信号的PWM电路342。
也就是说，用换流信号发送电路341作成的脉冲a+，a-，b+，b-，c+，c-分别与PWM信号一起，通过AND(逻辑与)343、344、345、346、347、348，连接到使逆变器电路302的各开关元件Ta+，Tb+，Tc+，Ta-，Tb-，Tc-动作的基极。因此，利用这些控制电路304，依次地切换这些开关元件Ta+，Tb+，Tc+，Ta-，Tb-，Tc-，并且对应于PWM信号使正侧和负侧同时地进行ON/OFF动作。
图18表示电源电压Ed的中点作为基准电压的场合的定子线圈A、B、C的反电动势ea，eb，ec的说明图。
由图可见，在定子线圈A，B，C为星型连线的场合，也可以开放相的端电压与基准电压相交后错开电角30°进行换流。
因此，例如图17所示，在反电动势检测电路303的各比较器331、332、333中，检测(1/2)分压后的定子线圈A，B，C的端电压Va，Vb，Vc，和(1/4)分压后的电源电压Ed的交点，使各端电压Va，Vb，Vc脉冲化，作成PVa，PVb，PVc。
此外，在换流信号发送电路341中，禁止检测换流后定子线圈的端电压，避开换流后发生的脉冲电压的影响。具体地说，设定图19所示的脉冲化的端电压PVa，PVb，PVc的关健的检测禁止区域。这种检测禁止区域的长度因尖峰电压的发生期间随电动机的电流而不同，所以与此相应地进行适当的设定。
如图20所示，从换流信号发送电路341得到决定换流定时的脉冲a+，a-，b+，b-，c+，c-，将这些脉冲a+，a-，b+，b-，c+，c-分别与PWM信号一起进行逻辑与处理。
此外，本实施例的电动机控制，按照图21所示的流程图进行。即，该步进电动机在旋转初始阶段进行同步运转处理，基于电动机控制装置301的控制从充分输出反电动势ea，eb，ec的状态进行。
如前所述，本实施例的电动机控制，因使逆变器电路的正侧开关元件和负侧开关元件同时地ON/OFF动作，所以能避开对基于PWM信号的定子线圈的开放相的影响。因此，不必增加特别的电路就能正确地进行转子的位置检测。
此外，因电动机的中点电位不变大，所以这种基准不会大的变动，能防止在定子线圈和开关元件的输出电容间的共振，能防止由于共振的转子位置的误检。
特别，在仅正侧开关元件和负侧开关元件的一方对应于PWM信号，进行ON/OFF动作的场合，因为仅在开关元件ON动作的状态，进行转子的位置检测，所以有必要使PWM信号的频率充分地高，但是在本发明中，即使PWM信号的频率低，也不会有转子的位置检测问题。
此外，反电动势检测电路包括比较器，将定子线圈的端电压直接或者分压地输入到比较器中，同时借助于分压输入电源电压，使定子线圈的端电压脉冲化，因将定子线圈的端电压的分压比和电源电压的分压比设定成2比1的关系，所以能正确地使定子线圈的端电压脉冲化。
总之，采用本实施例的电动机控制装置，则因将定子线圈的端电压(1/2)分压输入到反电动势检测电路的比较器中，同时将电源电压(1/4)分压输入到反电动势检测电路的比较器中，所以能以(1/4)分压后的电源电压为基准，对(1/2)分压后的定子线圈的端电压进行脉冲化。
此外，采用本实施例的电动机控制装置，则控制电路包括基于用比较器脉冲化后的定子线圈的端电压，作成对定子线圈进行换流的脉冲的换流信号发生电路，在换流信号发生电路中，因禁止检测紧接在换流后的定子线圈的端电压，所以能避开换流后发生的尖峰电压的影响，其结果，即使电动机的负载增加，也能正确地进行逆变器电路的控制。
此外，本实施例的电动机控制装置也能使用3相步进电动机。此外，电动机适用于驱动其对象是打印机头的托架和打印机送纸机构。
其它实施例下面，对本发明的其它实施例进行说明。
首先，参照图22～图24对本发明的频率电压变换装置的实施形态1进行说明。图22是表示本发明的频率电压变换装置的实施形态1的结构例的方框图。
如图22所示，与这种实施形态1相关的频率电压变换装置包括周期测定单元411、旋转数测定单元412、旋转数电压变换单元413和D/A变换单元414。
周期测定单元411输入例如来自电动机的旋转检测器(未图示)的检测脉冲，就求出这种输入脉冲的周期，具体地说，由计数器等构成。
旋转数测定单元412根据来自周期测定单元411的周期，测定电动机等的旋转数。
旋转数电压变换单元413根据旋转数测定单元412求出的旋转数，利用规定的运算式，生成输出电压。这里，旋转数电压变换单元413的输出电压是例如8位的数字电压。
D/A变换单元414因为来自旋转数电压变换单元413的输出电压是数字电压，所以将这种数字电压D/A变换成模拟电压并进行输出。
下面，对这种结构的与实施形态1相关的频率电压变换装置的动作进行说明。
如果将例如来自电动机的旋转检测器(未图示)的检测脉冲输入到周期测定单元411中，则周期测定单元411求出这种输入脉冲的周期。也就是说，构成周期测定单元411的计数器，开始用输入脉冲的上升沿(或者下降沿)由规定频率组成的时钟脉冲的计数，计数器继续这种时钟脉冲的计数动作，直到下一个输入脉冲的上升沿(或者下降沿)为止。因时钟脉冲由规定的频率组成，所以周期测定单元411根据这种计数器的计数值，测定输入脉冲的周期。
旋转数测定单元412根据周期测定单元411的测定周期，测定旋转数(旋转速度)。周期测定单元411的测定周期和旋转数是例如图23所示的关系。这里，在旋转数测定单元412中，准备例如满足图23所示的关系的表，并参照这种表求出旋转数。
旋转数电压变换单元413根据旋转数测定单元412的测定的旋转数(旋转速度)R，在例如输出数据为8位的场合利用下面的(1)～(3)表示的变换式，输出输出电压V，图24示出了其一例。
(1)V＝0 (0≤R≤R1)(2)V＝m×R+h (R1≤R≤R0)(3)V＝225(R0≤R)其中，m是比例系数，h是常数，R0，R1是表示图24所示的旋转数的范围。此外，图24中的例子是例示，其数值不具有特别的意思。
因此，借助于任意地设定(2)所示的变换式的比例系数m和常数h，当旋转数R在规定的范围内(图24的从R1到R0的范围内，具体地说在200rpm～1200rpm的范围内)时，在这种范围内输出电压V从输出范围的下限到输出范围的上限(图24的场合为0～255)显著振动，能与旋转速度R成正比地生成输出电压V。并且，当旋转数R离开这种范围时，能输出下限值(图24的场合为“0”)、上限值(图24的场合为“255”)作为输出电压V。
D/A变换单元414对来自旋转数电压变换成单元413的数字形态的输出电压进行D/A变换作为模拟电压，并输出这种模拟电压。
如前所述，在与实施形态1相关的频率电压变换装置中，因如以往装置那样地不含滤波器，所以没有输出延迟。此外，在输出范围内因输出电压与旋转数成正比，所以能确保输出电压的线性。此外，因借助于变化变换式(2)的常数m、h，能容易地变化输出的倾斜和输出范围，所以能扩大动态范围。
这里，在图22的频率电压变换装置中，当旋转数电压变换单元413生成输出电压时，使用前述的变换式。但是，如图24所示，在预先知道旋转数R和对应于这种旋转数R的输出电压V的关系的场合，旋转数电压变换单元能将旋转数R和与这种旋转数对应的输出电压代入到预先存储的旋转数电压变换表中。
这样，在利用旋转数电压变换表的参照得到输出电压的场合，与基于旋转数电压变换单元413那样的变换式的场合相比，能缩短求出输出电压的运算处理时间。
下面，参照图25和图26对本发明的频率电压变换装置的实施形态2进行说明。
如图25所示，与这种实施形态2相关的频率电压变换装置包括计数器415、周期电压变换单元416和D/A变换器417。
计数器415输入例如来自电动机的旋转检测器(未图示)的检测脉冲，则求出这种输入脉冲的周期计数值。
周期电压变换单元416根据计数器415求出的输入脉冲的周期的计数值，利用规定的变换式，生成输出电压。这里，利用周期电压变换单元416生成的电压是例如8位的数字电压。
D/A变换器417因来自周期电压变换单元416的输出电压是数字电压，所以将这种数字电压变换成模拟电压并输出。
下面，对这种结构的频率电压变换装置的动作进行说明。
现在，如果将例如来自电动机的旋转检测器(未图示)的检测脉冲输入计数器415中，则计数器415在其输入脉冲的上升沿(或者下降沿)开始由规定的频率组成的时钟脉冲的计数动作，计数器415继续这种时钟脉冲的计数动作，直到下一个输入脉冲的上升沿(或者下降沿)为止。并且，如果计数器415的这种计数动作一结束，则以这种最后的计数值作为表示输入脉冲周期的周期计数值NC，输出到周期电压变换单元416中，同时再次开始这种计数动作。
周期电压变换单元416根据来自计数器415的周期计数值NC，在例如输出数据为8位的场合，利用下面(4)～(6)表示的变换式，输出电压V，图26示出了其一例。
(4)V＝255 (0≤NC≤N0)(5)V＝k/NC+b(N0≤NC≤N1)(6)V＝0 (N1≤NC)
其中，k是比例系数，b是常数，如图26所示，N0、N1是输出电压成为上限值、下限值时的计数值NC的值。
下面，对(5)所示的变换式V＝k/NC+b的推导进行说明。
一般地，输入到计数器415中的输入脉冲，例如电动机的每1次旋转由x个脉冲组成。现在，假设用旋转速度R[rpm]进行旋转，则计数器415的输入脉冲的周期t为下面的(7)式。
t＝60/(R×x)[sec]···(7)其中，如果将作为常数的(60/x)置换成比例系数k1，则旋转速度R和输入脉冲周期t的关系为下面的(8)式。
t＝k1/R ···(8)假设计数器时钟脉冲周期为tc，则由计数器415输出的周期计数值NC为下面的(9)式。
NC＝t/tc＝k1/(tc×R) ···(9)其中，如果用比例系数k2置换常数(k1/tc)，则成为(10)式。
R＝k2/NC ···(10)可是，如(2)式所示，对于输出电压V和旋转数R，有V＝m×R+h的关系。如果将该式代入(10)式，则输入脉冲的周期计数值NC和输出电压V的关系为下面的(11)式。
V＝m×(k2/NC)+h ···(11)这里，如果将常数(m×k2)、h分别置换成k、b，则得到V＝k/NC+b，其中k＝60m/(X×tc)。
如前所述，在图25的频率电压变换装置中，如果利用计数器415，输入脉冲的周期的计数值的计数结束，得到这种周期的计数值NC，则如图22的频率电压变换装置那样，因不必求出旋转速度就能直接求出输出电压，所以能缩短这种输出运算的处理时间。
这里，权利要求24中记载的计数手段对应于所示的图25的计数器，电压生成手段对应于图25的周期电压变换单元416和D/A变换单元417。此外，权利要求25中记载的变换表对应于后述的图31的表441。
下面，参照图27对使用前述的频率电压变换装置的电动机的控制装置进行说明。
图27是表示使与图25相当的频率电压变换装置适用于3相混合型步进电动机的不带位置传感器闭环驱动、控制的场合的电动机的控制装置的一例的方框图。图28是图27的各部分信号波形例的波形图。
此外，如图27所示，虽然这种电动机的控制装置用多个电路构成，但也能用微型计算机实现这种电路中的大部分。
如图27所示，这种电动机的控制装置包括驱动3相混合型步进电动机(3相HBM)421的120度通电电压型的逆变器422。中点检测电路423检测图28(A)所示的电动机421的3个端电压波形与中点的交点，输出如图28(B)所示的中点检测信号。转子位置检测脉冲生成电路424根据由中点检测电路423检测输出的中点检测信号，仅提取3相的开放相反电动势(参照图28的(A))的中点，生成每电角60°电平翻转的转子位置检测脉冲(COMPLS)。
在转子位置检测脉冲生成电路424中生成的转子位置检测脉冲，因对于换流定时用导前相位得到，所以相位移位电路425使这种脉冲的相位仅延迟导前相位部分。换流信号生成电路426根据在相位移位电路425中使相位延迟的转子位置检测脉冲，输出对应于下一个换流模式的换流信号。
以上是不带位置传感器闭环驱动的基本结构部分的说明，借助于以这样得到的换流信号为基础对逆变器422进行驱动，能驱动电动机421。
但是，在仅基于前述结构的电动机421的驱动中，有电动机421的负载一变化，旋转速度就变化的问题。因此，为了解决这种问题，有必要进行速度控制。这里，使用前述的频率电压保护装置，对速度信息进行反馈。
此外，在将电动机421使用在打印机头的托架的驱动和打印机送纸机构的驱动的场合，除速度外，有必要控制其位置。这里，在图27所示的电动机的控制装置中，从外部供给位置、速度指令(用脉冲的个数对位置进行指令，用脉冲率对速度进行指令)，并在图27所述的前述结构上增加对这种指令跟踪旋转的伺服控制器427。
如图27所示，这种伺服控制器427包括偏差计数器428、D/A变换器429、放大电路430、频率电压变换装置431、放大电路432、加法器433和PWM信号生成电路434。
偏差计数器428分别对来自位置、速度指令脉冲(驱动轮廓(profile))和来自转子位置检测脉冲生成电路424的旋转位置检测脉冲进行计数，输出对于指令位置的偏差。D/A变换路429将来自偏差计数器428的输出偏差进行D/A变换并进行输出。放大电路430对D/A变换电路429的输出电压进行放大，并输出到加法器433中。
这里，因基于前述偏差计数器428的反馈控制是单纯的正比例控制，所以为了提高响应性而增大增益(利益)，控制系统就振动。这里，在伺服控制器427中，借助于增加由频率电压变换装置431等组成的速度的反馈控制系统，能提高增益特性。
频率电压变换装置431相当于图22或者图25所示的频率电压变换装置，根据用转子位置检测脉冲生成电路424生成的转子位置检测脉冲，输出对应于旋转速度的电压。放大电路432对来自频率电压变换装置431的输出电压进行放大，并输出到加法器433中。加法器433求出放大电路430的输出电压和放大电路432的输出电压的差，并将这种求出的差电压输出到PWM信号生成电路434中。
PWM信号生成电路434输出对应于来自加法器433的输出电压的占空比的PWM信号。用来自换流信号生成电路426的换流信号和合成电路435，合成这种PWM信号，并生成驱动信号。以这种生成的驱动信号为基准，驱动信号生成电路436控制逆变器422。
下面，参照图27和图28对这种结构的电动机的控制装置的各部分的动作进行说明。
随着电动机421的转子的旋转，在定子线圈中发生反电动势，电动机421的端电压波形就成为图28(A)所示。因此，中点检测电路423基于图28(A)所示的端电压，生成图28(B)所示的中点检测信号(表示电动机421的转子位置的转子位置信号)。
转子位置检测脉冲生成电路424由来自中点检测电路423的3相的中点检测信号，提取其上升沿和下降沿(忽略尖峰电压、PWM成分)的各触发沿，并进行合成，使电平对于每电角60°反转，生成图28(C)所示的转子位置检测脉冲(COMPLS)。
如图28(D)所示，构成频率电压变换装置431的计数器(未图示)，在来自转子位置检测脉冲生成电路424的转子位置检测脉冲的上升沿，从“0”开始计数，并在下一个脉冲的上升沿，输出对应于计数值的电压值，并对计数器进行复位。在频率电压变换装置431中，计数器重复这种动作，并对应于该计数器值，输出如图28(E)所示的输出电压。后面，将详细地描述频率电压变换装置431的动作。用放大电路432对频率电压变换装置431的输出电压进行放大，并输出到加法器433中。
另一方面，偏差计数器428分别对位置、速度指令脉冲和转子位置检测脉冲生成电路424生成的转子位置检测脉冲进行计数，并输出对于指令位置的偏差。在用D/A变换电路429对这种输出偏差D/A变换后，用放大电路430进行放大，并输出到加法器433中。
加法器433将来自放大电路430的输出电压和来自放大电路432的输出电压的差电压输出到PWM信号生成电路434中。PWM信号生成电路434对来自加法器433的输出电压和三角波进行比较，输出图28(F)所示的PWM信号(PWM脉冲)。
但是，因用转子位置检测脉冲生成电路424生成的转子位置检测脉冲的触发沿对于换流定时，用导前相位得到，所以如图28(G)所示，相位移位电路425使这种转子位置检测脉冲的相位延迟。换流信号生成电路426用延迟这种相位的转子位置检测脉冲的触发沿定时，如图28(I)所示地生成对应于下一个换流模式的换流信号(换流脉冲)，并进行输出。
利用合成电路435将来自PWM信号生成电路434的PWM信号重叠在来自换流信号生成电路426的换流信号上，并从合成电路435输出如图28(J)所示的驱动脉冲。以这种驱动脉冲为基准，驱动信号生成电路436控制逆变器422，并使电动机421旋转。
下面，参照图29和图30的流程图对频率电压变换装置431的动作详细地进行说明。
用转子位置检测脉冲生成电路424生成的转子位置检测脉冲包含电动机421的旋转速度信息，如前所述，因每隔电角60°电平翻转，所以借助于检测其周期，能计测电动机421的旋转速度。
这里，在这种频率电压变换装置431中，进行转子位置检测脉冲(COMPLS)的周期计测，但是这种周期计测是借助于未图示的计数器在从转子位置检测脉冲的上升沿(或者下降沿)到下一个上升沿(或者下降沿)的期间，对一定频率的时钟脉冲数进行计数来进行的(参照图28的(C)(D))。
这种计数器的计数动作独立于图29所示的频率电压变换处理(F/V变换处理)，是利用图30所示的转子位置检测脉冲(COMPLS)周期计数子程序进行的。
也就是说，如图30所示，基于转子位置检测脉冲的周期计数器的计数动作是借助于取入一定频率的时钟脉冲(步骤S21)，在检测这种时钟脉冲的上升沿(或者下降沿)时(步骤S22是)，对计数器的变量(计数值)N一个一个地加法计数进行的(步骤S23)。
另一方面，如图29所示，频率电压变换处理，首先取入转子位置检测脉冲(COMPLS)(步骤S1)，在转子位置检测脉冲的上升沿(或者下降沿)进行分配进行的。也就是说，如果检测出转子位置检测脉冲的上升沿(步骤S2是)，则为了避免多重分配，首先禁止该脉冲的触发沿检测(步骤S3)，并暂时地停止基于计数器的转子位置检测脉冲的周期的计数动作(步骤S4)。
这时，因将此前用图30的转子位置检测脉冲周期计数子程序进行计数的计数值存储在计数器中，所以在将该计数器的最后的计数值NC存储在寄存器中后，将计数器的值复位到“0”(步骤S5)，再次开始基于计数器的转子位置检测脉冲的周期的计数动作(步骤S6)。
接着，在步骤S7～步骤S11中，根据这种计数值NC，进行生成输出电压V的变换处理。此外，这种处理满足前述(4)～(6)所示的变换式，图26示出了这种计数值NC和输出电压V的关系的一例。
首先，在步骤S7中，判定该计数值NC是否在0≤NC≤N0的范围，如果在这个范围(步骤S7是)，则输出电压为“255”，如果不在这个范围(步骤S7否)，则转移到步骤S9的处理。
在步骤S9中，判定计数值NC是否在N0≤NC≤N1的范围，如果在这个范围(步骤S9是)，则用V＝k/NC+b供给输出电压V(步骤S10)。
另一方面，如果计数值NC不在这个范围(步骤S9否)，即计数值NC满足N1≤NC，则输出电压成为“0”(步骤S11)。
这样，如果输出输出电压V，则为了检测下一个转子位置检测脉冲的触发沿，准许该触发沿的检测(步骤S12)。此外，利用未图示的D/A变换器对该输出电压进行D/A变换(步骤S13)，以最后的模拟量作为频率电压变换装置431的输出(步骤S14)。
下面，参照图31对将图29所示的频率电压变换处理的步骤S7～步骤S11的各运算处理置换成表处理进行说明。
也就是说，如图26所示，在已知计数值NC和与其对应的输出电压V的场合，将该计数值NC和与其对应的输出电压V的的关系，预先记述(存储)在图31所示的NC-V对应表441中。并且，在频率电压变换处理时，在步骤S37中参照这种表441从计数值NC求出输出电压。因此，与图29所示的频率电压变换处理的场合相比，能缩短求出输出电压V的时间。
此外，图31所示的频率电压变换处理，因步骤S37以外的步骤S31～步骤S36对应于图29的步骤S1～步骤S6，步骤S38～步骤S40对应于图29的步骤S12～步骤S14，所以省略前述各步骤的说明。，如前所述，在与本发明相关的电动机的控制装置中，因没有输出延迟，在输出范围内能确保对于旋转速度的线性，并且使用动态范围大的频率电压变换装置，所以能改善3相混合型步进电动机的响应特性。
这里，权利要求25中记载的转子位置信号生成手段对应于图26的中点检测电路423，激励手段对应于图26的换流信号生成电路426和逆变器422等，计数手段和电压生成手段对应于图26的频率电压变换装置431，控制手段对应于图26的伺服控制器427。
工业上的实用性本发明是特别在利用在定子线圈中发生的反电动势进行控制时，能进行电动机的正确位置决定控制的方法和装置，特别适用于混合步进电动机，此外，本发明的电动机适用于必须正确位置决定的打印机的各种驱动机构和送纸机构。
权利要求
1.一种不带位置传感器的电动机的控制方法，所述不带位置传感器的电动机包括同步运转和不带位置传感器运转，并且具有对它们进行相互切换的运转模式切换手段，其特征在于，在所述同步运转时，与位置指令信号同步地对电动机的定子线圈进行激励，使转子旋转，在所述不带位置传感器运转时，根据在所述定子线圈中发生的反电动势，检测转子的旋转位置，并与这种转子的检测旋转位置同步地对所述定子线圈进行激励，使转子旋转，同时从基于所述位置指令信号的旋转目标位置和所述检测旋转位置，求出目标位置和当前位置的偏差，并根据这种求得的偏差进行不带位置传感器的闭环驱动，在所述不带位置传感器运转开始时，对所述偏差施加规定的偏置，然后减少这种偏置。
2.如权利要求1所述的不带位置传感器的电动机的控制方法，其特征在于，有条件地进行从所述同步运转到所述不带位置传感器运转的切换，以便在所述定子线圈中发生的反电动势达到规定的电平，有条件地进行从所述不带位置传感器运转到所述同步运转的切换，以便所述偏差为0。
3.一种不带位置传感器的电动机的控制装置，所述不带位置传感器的电动机包括同步运转和不带位置传感器运转，并且具有对它们进行相互切换的运转模式切换手段，其特征在于，包括在利用所述运转模式切换手段选择所述同步运转时，与位置指令信号同步地进行电动机的定子线圈的激励，在选择所述不带位置传感器运转时，根据在所述定子线圈中发生的反电动势，检测转子的旋转位置，并与这种转子的检测旋转位置同步地进行所述定子线圈的激励的定子线圈驱动手段，在利用所述运转模式切换手段选择所述不带位置传感器运转时，从所述位置指令信号和所述转子的检测旋转位置求出目标位置和当前位置的偏差的偏差算出手段，在利用所述运转模式切换手段选择所述不带位置传感器运转时，对应于用所述偏差算出手段求出的偏差，进行所述定子线圈驱动手段的驱动控制的控制手段，在利用所述运转模式切换手段选择所述不带位置传感器运转后，对用所述偏差算出手段求出的偏差施加规定的偏置，然后随着时间的增加而减少这种偏置的偏置控制手段。
4.如权利要求3所述的不带位置传感器的电动机的控制装置，其特征在于，所述运转模式切换手段包括计测所述位置指令信号的频率的频率计测手段，在所述位置指令信号的频率超过规定值时，进行从同步运转到不带位置传感器运转的切换，在所述偏差为0时，进行从不带位置传感器运转到同步运转的切换。
5.一种不带位置传感器的电动机的控制方法，所述不带位置传感器的电动机包括同步运转和不带位置传感器运转，并且具有对它们进行相互切换的运转模式切换手段，其特征在于，在所述同步运转时，与位置指令信号同步地对电动机的定子线圈进行激励，使转子旋转，在所述不带位置传感器运转时，根据在所述定子线圈中发生的反电动势，检测转子的旋转位置，并与表示这种转子的检测旋转位置的旋转位置信号同步地对所述定子线圈进行激励，使转子旋转，同时从基于所述位置指令信号的旋转目标位置和所述转子的检测旋转位置，求出目标位置和当前位置的偏差，并将这种求得的偏差的积分值加法运算在所述偏差上，根据所述转子旋转位置信号求得转子旋转速度，根据从所述偏差和所述偏差的积分值的加法运算值减去所述转子旋转速度后的值，进行不带位置传感器的闭环驱动，在利用所述运转模式切换手段从所述同步运转转移到所述不带位置传感器运转时，将规定的初始值设定在所述偏差的积分值上。
6.如权利要求5所述的不带位置传感器的电动机的控制方法，其特征在于，所述运转模式切换手段包括计测所述位置指令信号的频率的频率计测手段，基于所述运转模式切换手段的运转模式的切换，在基于同步运转的运转开始后，所述位置指令信号的频率或者反电动势电平超过第1规定值时，切换到不带位置传感器运转，在所述位置指令信号的频率或者反电动势电平低于第2规定值并且所述偏差为0时，从不带位置传感器运转切换到同步运转。
7.一种不带位置传感器的电动机的控制装置，所述不带位置传感器的电动机包括同步运转和不带位置传感器运转，并且具有对它们进行相互切换的运转模式切换手段，其特征在于，包括在利用所述运转模式切换手段选择所述同步运转时，与位置指令信号同步地进行电动机的定子线圈的激励，在选择所述不带位置传感器运转时，根据在所述定子线圈中发生的反电动势，检测转子的旋转位置，并与表示这种转子的检测旋转位置的转子旋转位置信号同步地进行所述定子线圈的激励的定子线圈驱动手段，在利用所述运转模式切换手段选择所述不带位置传感器运转时，从基于所述位置指令信号的旋转目标位置和所述转子的检测旋转位置求出目标位置和当前位置的偏差的偏差算出手段，求出用所述偏差算出手段求得的偏差的积分值的积分手段，根据所述转子旋转位置信号求得转子旋转速度的旋转速度检测手段，将所述偏差的积分值加法运算到所述偏差上，根据从所述偏差和所述偏差的积分值的加法运算值减去所述转子旋转速度后的值，进行所述定子线圈驱动手段的驱动控制的控制手段，在利用所述运转模式切换手段从所述同步运转转移到所述不带位置传感器运转时，将规定的初始值设定在所述积分手段的所述偏差的积分值上的初始值设定手段。
8.如权利要求7所述的不带位置传感器的电动机的控制装置，其特征在于，所述运转模式切换手段包括计测所述位置指令信号的频率的频率计测手段，在所述位置指令信号的频率或者反电动势电平超过第1规定值时，进行从同步运转到不带位置传感器运转的切换，在所述位置指令信号的频率或者反电动势电平低于第2规定值并且所述偏差为0时，进行从不带位置传感器运转到同步运转的切换。
9.如权利要求3、4、7任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，所述电动机是3相混合型步进电动机。
10.如权利要求3、4、7任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，所述电动机的驱动对象是打印机头的托架和打印机送纸机构中的至少一种。
全文摘要
本发明揭示一种不带位置传感器的电动机的控制方法及其控制装置，所述不带位置传感器的电动机包括不带位置传感器运转和同步运转，在不带位置传感器运转时，根据在前述定子线圈中发生的反电动势，检测转子的旋转位置，并与这种转子的检测位置同步地激励所述定子线圈，使转子旋转，同时由基于前述位置指令信号的旋转目标位置和前述检测旋转位置，求得目标位置和当前位置的偏差，并根据这种求得的偏差进行不带位置传感器闭环驱动，在同步运转时，与位置指令信号同步地激励电动机的定子线圈，使转子旋转。
文档编号H02P6/18GK1520024SQ0315302
公开日2004年8月11日 申请日期1999年7月14日 优先权日1998年7月16日
发明者宫崎新一, 田端邦夫, 植竹昭仁, 池上昭彦, 新川修, 仁, 夫, 彦 申请人:精工爱普生株式会社