专利名称：电源电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及使用电池的电源电路，具体地说，涉及一种电源电路，所述电源电路执行电路控制以便控制电池产生的电压使之与负载的工作电压范围相匹配并且执行电路控制以便控制电池放电电流上限，并且当负载太重导致放电电流超过所规定的上限值时，所述电源电路利用双电荷层电容器中储存的能量提供电力支援，从而有效地释放电池的充电容量。
背景技术：
参考日本公开特许公报JP-A-H09-219933，其中提出了三种电源类电子装置，它们可以使用三种类型的电池，即，一次型电池(如锰干电池或碱性干电池)和两种二次电池(碱性二次电池，例如镍-镉电池或镍-氢电池，和锂离子二次电池)。
所提出的电子装置配置成根据加载电池的形状来判断所述电池究竟属于具有不同充放电特性的三种电池中的哪一种，继而实施适合于所述加载电池的充放电控制。并通过DC-DC(直流-直流)变换器将所述加载电池产生的电压转换成预定的直流电压，从而向电子装置中的相应的电路提供所需的直流电压。
目前电池主要用作便携式电子装置的电源。根据工作原理、材料等的不同，有许多种电池可供使用，每种电池都各有特点。例如，锰干电池或碱性干电池等一次电池的标称电压是1.5伏。虽然它不可以再充电，但是它具有标准的形状，也容易以低廉的价格买到。
碱性二次电池如镍-镉电池和镍-氢电池的标称电压是1.2伏。它可以反复再充电，而且，最近在市场上出售的这些碱性二次电池的形状与上述一次电池已经一致了。
此外，锂离子二次电池的标称电压是3.7伏，并且由于其高能量特性，已经成为高性能便携式电子装置使用的主流电池。
如上所述，所述各种电池根据其种类具有其本身的特性，不同类型的电池在产生电压方面的兼容性是很差的。上述现有技术出版物已经提出了这样一种技术，那就是上面所讲的，在单一的电子装置中可以使用不同类型的电池，方法就是通过DC-DC(直流-直流)变换器将由加载电池所产生的电压变换成预定的直流电压，从而向电子装置的各种电路提供所需的直流电压。
图1表示根据传统技术电源电压与负载电压，即，加到负载上的电压的关系，其中，横坐标轴表示电源电压值，而纵坐标轴表示加到负载上的电压。
按照传统技术，利用加载电池作为电源，并且在处理多种电池时，由于电池所产生的电压范围太广，所以利用DC-DC变换器将电池所产生的电压变换成预定的直流电压，从而向电子装置的各种电路提供所需的直流电压，在这种传统技术中有可能发生这样的情况，即，加载电池的放电电压范围不落在负载可工作的电源电压范围(即，负载(包括DC-DC变换器)可工作的电源电压范围)内，如图1所示。
一般说来，随着输入电压和输出电压差值的扩大，DC-DC变换器的效率就会降低。这意味着输入变化范围大的电源电压将会引起DC-DC变换器的直流变换效率降低，因此，在电池所产生的电压覆盖宽范围的情况下电池的放电效率降低。
还有，当加载电池所产生的电压增大到超过DC-DC变换器的输入电压上限电压时，例如当电池满载放电时，负载加有过电压，有可能因为触发负载保护功能等而使负载的工作出现麻烦。
图2表示按照传统技术，在以诸如便携式电话的无线电通信装置为代表的负载模式中的电压和电流波形，其中横坐标轴表示时间值，而纵坐标轴表示电压值和电流值。如图2所示，所述负载模式就是当前便携式电话通信中占主流地位的时分多址(TDMA)系统的负载模式，其中发射时段TX和接收时段RX以固定的周期交替出现。而负载在发射时段TX消耗大电流ILTX，而负载在接收时段RX消耗小的电流ILRX。
由于内阻和所充电量的释放，电池产生电压会逐步下降。因此，在发射时间段TX，所述产生电压遭受等于由电源(电池)的内阻引起的电压递降ΔVesrx和由负载电流TLTX导致的电池电容性放电引起的电压递降ΔVcapx的总和的电压递降ΔVdpx。反之，在接收时间段RX，由于不存在电压递降ΔVdpx，所以，所述产生电压相应地增大。
如上所述，在时分多址系统的负载模式中，由于电池内阻和电容性放电的影响，电池产生电压会与发射时间段TX和接收时间段RX同步地变化。
图3表示按照传统技术图2所示的连续工作负载模式的电池放电曲线，其中，横坐标轴表示放电时间，而纵坐标轴表示作为电源电压的电池产生电压。由于图2所示的电池产生电压的变化的缘故，使得放电曲线具有电压宽度Δdpx，它是由上述负载电流值ILTX引起的ΔVesrx和ΔVcapx之和。如图3所示，在按照上述负载模式放电的过程中，在发射时间段TX的t0时刻，电压值达到了负载工作下限电压。
这种负载模式的电池的放电寿命被定义为在重负载下达到工作下限电压所经历的时间。因此，即使电池在重负载下到达最终电压并结束其寿命，它仍然没有到达轻负载下的最终电压，其剩余的电量仍然能使负载工作。这种现象降低了电池的放电效率。
如上所述，在可以使用各种类型电池工作的电子装置里，当利用DC-DC变换器来转换电池产生电压的时候，不可避免地出现以下问题因为DC-DC变换器要覆盖宽阔的电压范围而造成转换效率降低；由于要输入电压的范围宽广还会导致故障产生；或在无负载情况下出现过压。
还有，在周期性地重复重负载和轻负载的负载的情况下，像由无线电通信装置代表的时分多址系统的负载模式那样，由于由电池的内阻和电容放电导致的电压递降的影响引起的电池产生电压的变化，由于在电池仍然具有残留电量情况下的电池不足警告、断电等，电池不能高效地放电到它的最终电压。
发明内容
为了解决上述问题，本发明的电源电路使用一次电池、二次电池、太阳能电池、或燃料电池作为电源并且包括电压递降控制装置，用于当电源输出电压超过负载的工作电压范围的上限值时，将电力后援电容器的充电电压降低到负载工作电压范围内的预定电压值；线性电压控制装置，用来当电源的输出电压落在负载的工作电压范围之内时将电力后援电容器的充电电压控制到基本上等于电源的输出电压；以及电流控制装置，用于利用预定的电流值来把电源输出电流的上限值控制在使负载工作所需的功率范围内，其中，由电源输出电流充电的电力后援电容器设置在负载的电源单元内。
可以安排使用一定数目单元电池串联组成的电池组作为电源，所述电池组具有这样的能力在电源输出电压随时间变化的大部分时间内，所述电池组的使负载工作的电动势值落在负载的工作电压范围内。可以安排线性电压控制装置接通与电源串联的开关元件。可以安排电流控制装置控制作为对与电源串联的开关元件的控制输入信号的电流或电压。可以安排电力后援电容器具有双电荷层类型，并且其内阻小于电源的内阻。可以安排电力后援电容器具有双电荷层类型，并且具有这样的电容量，使得在负载电流超过电源输出电流的上限值时，所述电容器能够向负载提供电力。
图1是表示根据传统技术电源电压和负载电压(加到负载上的电压)之间的关系的简图；图2是表示根据传统技术，在时分多址通信系统的负载模式下电压和电流的波形的简图；图3是表示根据传统技术，时分多址通信系统的负载模式连续工作时的放电特性的示意图；图4是本发明第一最佳实施例的电源电路结构的方框图；图5是表示本发明第一最佳实施例的电源电压和负载电压(加到负载上的电压)之间关系的示意图；图6是表示碱性干电池典型放电特性的示意图；图7是分别表示碱性干电池的放电特性中相对于各个等电压宽度的累积放电时间的示意图；图8是表示在根据本发明第一实施例的时分多址通信系统的负载模式下的电压和电流波形的示意图；图9是表示根据本发明第一实施例，时分多址通信系统的负载模式连续工作时的放电特性的示意图；图10是表示本发明第二最佳实施例的电源电路结构的方框图；图11是表示本发明第二最佳实施例的电源电压和负载电压(加到负载上的电压)之间关系的示意图；图12是表示本发明第三最佳实施例的电源电路结构的方框图；以及图13是表示本发明第四最佳实施例的电源电路结构的方框图。
具体实施例方式
现在参照附图来说明本发明的第一最佳实施例。图4是表示本发明第一实施例电路的方框图。
图4中，电源电路包括以电池组2形式出现的电源，所述电池的正极2a具有最高电位，而它的负极2b具有最低电位。电池组2由3个相互串联的单元电池1组成，每一个单元电池1的内阻是1a。所述电源电路还包括PNP晶体管3，它具有发射极端子3a、基极端子3b和集电极端子3c；集电极电压检测块4；集电极过压控制块5；基极电流控制块6；电力后援电容器7，其内阻是7a，正电极是7b，负电极是7c；以及负载8。负载8包括电源单元9；DC-DC变换块10；和电路块11。DC-DC变换块10包括电压提升电路块10a和电压递降电路块10b。电路块11包括电路决A 11a，电路块B 11b和电路块C 11c。
电池组2的正电极2a与PNP晶体管3的发射极端子3a连接，而PNP晶体管3的基极端子3b与基极电流控制块6相连，而集电极端子3c连接到集电极电压检测块4、具有内阻7a的电力后援电容器7的正极是7b以及负载8的电源单元9。电源单元9电路连接到块11的电路块A 11a和DC-DC变换块10的电压提升电路块10a和电压递降电路块10b。电压压递降块10b连接到电路块C 11c。集电极电压检测块4连接到集电极过压控制块5，而集电极过压控制块5连接到基极电流控制块6。在本实施例中，电路的接地端子连接到电池组2的负电极2b。
下文中将介绍本实施例的电路块的操作。
电源的内阻的取值为三个相互串联的单元电池1的内阻1a之和。PNP晶体管3与电源串联，假定晶体管的电流放大系数用hFE表示，则下面的方程式(1)给出了基极电流IB和集电极电流Ic之间的关系IC＝Hfe×IB (1)其中IC表示集电极电流，IB表示基极电流，而hFE表示晶体管的电流放大系数(比例常数)。
集电极电压检测块检测集电极3c的电压，并将检测到的数值馈送到集电极过压控制块5。当集电极电压超过预定的数值时，集电极控制块5发送用于减小基极电流IB的信号到基极电流控制块6，从而将集电极电压减小到预置的电压值。
另一方面，当集电极电压低于预置的电压值时，集电极过压控制块5向基极电流控制块6发送用于将基极电流IB提高到预置的电流上限值Ibmax的信号，该信号作为PNP晶体管3导通的控制信号，由此使集电极电流达到由前述方程(1)式给出的预定的上限集电极电流ICmax。
电力后援电容器7用集电极电流IC充电，使得它的电压等于集电极电压。电力后援电容器7的内阻7a被调整到小于电池组2的内阻(也就是图4所示的三个相互串联的内阻之和)，使得当负载电流超过上限集电极电流ICmax的时候，电力后援电容器7就会通过放电来提供电力支援。
电源单元9作为负载8的集中供电端子，以便通过电源单元9向DC-DC变换器块10和负载8的电路块11供电。电源电压直接加到电路块A 11a，而供给电路块B 11b的是经过电压提升电路10a提升的电压，供给电路块C 11c的是经过电压递降电路10b降低的电压。
图5表示根据本发明的第一实施例电源电压和负载电压(即，加到负载上的电压)之间的关系，其中，横坐标轴表示电源电压值，而纵坐标轴表示负载电压值。
图6表示由碱性干电池(由三个单元电池串联而成)恒定电流放电所获得的典型放电曲线。其中，横坐标轴表示放电时间，而纵坐标轴表示放电电压。
图7分别表示图6所示的放电曲线中相对于各等放电电压宽度(0.2伏宽)的累积放电时间，其中，横坐标轴表示放电电压值，而纵坐标轴表示所述各等电压宽度的累积放电时间。
图8表示按照发明的第一实施例，在时分多址通信系统负载模式下的电压和电流波形，其中，横坐标轴表示时间值，而纵坐标轴表示与相应的特性对应的电压值和电流值。
图8中所表示的负载模式是在当今便携式电话通信中占主流地位的时分多址系统的负载模式，其中，发射时段TX和接收时段RX以固定的周期交替出现，而负载在发射时段消耗大电流ILTX，而负载在接收时段消耗小电流ILRX。
图9表示根据本发明的第一实施例，图8中所示的负载模式连续工作时的放电曲线，其中，横坐标轴表示放电时间，而纵坐标轴表示作为电压源的电池所产生的电压。
下面参阅图5到图9来详细介绍本发明的第一实施例。如图5所示，集电极电压(也就是电力后援电容器7的充电电压)的上限值被设置到负载工作范围的上限值Vmax。
当集电极电压检测块4检测到集电极电压(也就是电力后援电容器7的充电电压)已经超过负载工作范围的上限值Vmax后，就会通知集电极过压保护控制块5集电极正处于过压状态。
接收到来自集电极电压检测块4的过压检测信息之后，集电极过压控制块5作出响应，向基极电流控制块6发出用于减小基极电流的命令。
接收到来自集电极过压控制块5的减小基极电流的命令之后，基极电流控制块6作出响应，减小PNP晶体管3的基极电流，从而将集电极的电压(也就是电力后援电容器7的充电电压)降低到预定的电压值。
当集电极电压检测块4检测到集电极电压(也就是电力后援电容器7的充电电压)等于或小于负载工作范围的上限值Vmax后，基极电流控制块6把基极电流IB控制到预定的上限电流值Ibmax，令PNP晶体管3导通。这使得集电极电流达到前面公式(1)所确定的ICmax，使得电源的输出电流的最大值由ICmax限定。在这种情况下，电源电压和集电极电压(也就是电力后援电容器7的充电电压)逞线性关系。
当集电极电压检测块4检测到集电极电压(也就是电力后援电容器7的充电电压)低于负载工作范围的下限值Vmin时，负载停止工作。在这种情况下，电源和集电极电压(也就是电力后援电容器7的充电电压)继续保持线性关系，一直到图5所示电路的工作下限值。
如图6所示，电池的放电特性是非线性的，因此，在恒流放电的过程中，每种放电电压的放电时间不同。从表示各个等电压宽度的累积放电时间的图7可以看到，在例如三节碱性干电池串联起来的情况下，在从2.4伏到4.8伏的范围内，累积放电时间基本上相对于3.2伏到3.4伏逞正态分布。
在所述累积放电时间分布中，从3.0伏到3.6伏大概占总放电时间的55％，而从2.8伏到3.8伏大概占总放电时间的75％。如图7所示，三节单元电池串联形式的电池所产生的电压涵盖从2.4伏到4.8伏的范围，而2.8伏到3.8伏放电电压范围大概占总放电时间的75％。因而，用三节单元电池串联形式的电池作为电源对工作电压范围从2.8伏到3.8伏的负载是适合的。虽然3.8伏到4.8伏的范围会引起负载过压，但是，在这种情况下，利用上述电压递降控制装置就有可能令负载在没有过压的情况下工作。
如图8所示，在重负载(发射时段TX)和轻负载(接收时段RX)周期性重复的负载的情况下，上限集电极电流ICmax被设置为小于发射时段TX的电流值ILTX，但又大于接收时段RX的电流值ILRX的数值，并且基本上等于负载的平均电流值。
上限基极电流值IBmax也是由上面的(1)式确定的。电力后援电容器7具有能够供应发射时段TX所需能量的电容量，而且还能在接收时段RX内完成重新充电。
现在来讲解在发射时段TX的工作情况。发射时段TX的负载电流是ILTX，电池组2的的输出电流(作为供电电流)是IE，电力后援电容器7的放电电流是IcapTX，这三个电流值之间的关系由下面的(2)式给出
IE+IcapTX＝ILTX (2)其中IE表示供电电流，IcapTX是电力后援电容器7的放电电流，而ILTX是发射时段TX的负载电流。
从上述(2)式看出，电力后援电容器7的放电电流补充了供电电流所提供负载电流的不足。由于电力后援电容器7与负载8的电源单元9相连接，所以电力后援电容器7的充电电压等于负载电压。
电力后援电容器7的充电电压会受到电压递降ΔVdp的影响，ΔVdp的值等于由电力后援电容器7的内阻7a引起的电压递降ΔVesr和由电力后援电容器7的放电电流值IcapTX导致的电力后援电容器7的电容性放电引起的电压递降ΔVcap之和。由于电源(电池)内阻1a×3以及供电电流值IE导致的电源(电池)充电电容放电的缘故，电源电压遭受电压递降，由此导致电源电压变成VE。
现在来讲解接收时段RX的工作情况。接收时段的负载电流是ILRX，作为供电电流的电池组2的输出电流是IE，电力后援电容器7的再充电电流是IcapRX，这三个电流值所建立的关系可以用下面的方程式(3)表示IE-IcapRX＝ILRX (3)其中IcapRX表示电力后援电容器7的再充电电流；而ILRX是接收时段的负载电流。
上述(3)式表示供电电流同时提供了负载电流和电力后援电容器7的再充电电流。在发射时段遭受电压递降的电力后援电容器7的电压通过充电电流IcapRX恢复相当于所述电压递降ΔVdp的电压，所述电压递降ΔVdp是由电力后援电容器7的内阻7a引起的电压递降值ΔVesr和由电力后援电容器7电容放电引起的电压递降值ΔVcap之和。
由于集电极电流的上限值ICmax被设置为基本上等于负载电流的平均值，所以供电电流基本上以恒定值放电。再充电完成之后，由于电力后援电容器7的阻抗增加，充电电流下降，导致供电电流收敛于接收时段RX的负载电流ILRX。
如图9所示，由于利用图8所描述的电压和电流波形的缘故，使得本实施例中的电源放电曲线具有电压宽度ΔVdp，该电压宽度ΔVdp是ΔVesr和电力后援电容器7放电电流IcapTX导致的ΔVcap之和。如图9所示，在按照图8所示的负载模式放电的过程中，在发射时段TX的时刻t1，电压值达到了负载的工作下限电压，这段时间(t1)较传统技术的时间t0长。
其原因是，电力后援电容器7的内阻7a被调整到小于电源(电池)的内阻1a×3，而且其具有的电容量足以提供发射时段TX所需要的电力。
在本实施例中，双电荷层电容器满足这个条件，因而适合做电力后援电容器7。
在本实施例中，实际上建立了由方程式(4)到(7)给出的下面几个量之间的关系由电力后援电容器7的内阻7a引起的电压递降ΔVesr；由电力后援电容器7放电引起的电压递降ΔVcap；以及它们之和的电压递降ΔVdp。
ΔVesr＝ESR×IcapTX (4)ΔVcap＝(IcapTX×tTX)/C (5)ΔVesr+ΔVcap＝ΔVdp(6)IcapTX＜ILTX (7)其中ESR表示电力后援电容器7的内阻，tTX表示发送时间，而C则是电力后援电容器7的电容量。
从方程(4)到(7)，作为ΔVesr和ΔVcap之和的电压宽度ΔVdp随着电力后援电容器7的内阻7a的减小而减小，且随着电力后援电容器7的电容量增大而减小。
在上述负载模式中，在负荷过重时，供电的任务是由作为电源的电池和电力后援电容器7共同完成的，而在负荷较轻时，电力后援电容器7被重新充电，以便减小在重负载时电压的递降，从而延长到达负载的工作下限电压的时间。
现在参照附图来解析本发明的第二最佳实施例。图10是表示本发明的第二最佳实施例的电路方框图。
在图10中，电源电路包括以电池组2形式出现的电源，其正极2a具有最高电位，而负极2b具有最低电位。电池组2由三个相互串联的单元电池1组成，每个单元电池的内阻是1a。电源电路还包括P型MOS-FET(金属-氧化物-半导体场效应晶体管)21，它具有源极端子21a、栅极端子21b和漏极端子21c。电源电路还包括漏极电压检测块22、比较/判决块23、漏极过压控制块24，删极电压控制块25、漏极电流检测块26、电压提升电路ON/OFF(接通/断开)控制块27、线圈28、二极管29和电压提升开关控制单元30。电压提升开关控制单元30包括电压提升开关控制块31、N型MOS-FET 32(它具有源极端子32a、栅极端子32b和漏极端子32c)以及电容器电压检测块33。电源电路还包括具有内阻7a、正电极7b和负电极7c的电力后援电容器7以及负载8。负载8包括电源单元9、DC-DC变换块10和电路块11。DC-DC变换块10包括电压提升电路块10a和电压递降电路块10b。电路块包含电路块A 11a、电路块B 11b和电路块C 11c。
电池组2的正电极2a与P型的MOS-FET 21的源极端子和漏极电流检测块26连接。栅极端子21b连接到删极电压控制块25，漏极端子21c连接到漏极电流检测块26、漏极电压检测块22和线圈28的一端。线圈28的另一端连接到二极管29的正极和N型MOS-FET 32的漏极端子32c。二极管29的负极连接到电容器电压检测块33、具有内阻7a的电力后援电容器7的正电极7b和负载8的电源单元9。电源单元9连接到电路块11的电路块A 11a、DC-DC变换块的电压提升电路块10a和电压递降电路块11b。电压提升电路块10a连接到电路块B 11b，而电压递降电路块10b连接到电路块C 11c。漏极电压检测块22连接到比较/判决块23和漏极过压控制块24。比较/判决块23连接到电压提升电路ON/OF(通/断)控制块27。漏极过压控制块24连接到栅极电压控制块25。电压提升电路ON/OF(通/断)控制块27与电压提升开关控制单元30的电压提升开关控制块31连接，而电压提升开关控制块31连接到N型MOS-FET 32的栅极端子32b和电容器电压检测块33。N型MOS-FET 32的源极端子32a接地。删极电压控制块25连接到漏极电流检测块26。在本实施例，电路的接地端连接到电池的负极2b。
下面将解析本实施例电路块的工作情况。
电源的总内阻的值等于三个相互串联的单元电池1的内阻1a之和。P型MOS-FET 21与电源串联。而电源的电流由漏极电流检测块26检测，漏极电流检测块26用来检测在P型MOS-FET 21源极端子与漏极端子之间流动的漏极电流。
当负载电流等于或小于预置的漏极电流最大值时，漏极电流检测块26向栅极电压控制块25发送控制信号以便接通P型MOS-FET21。另一方面，当负载电流超过预置的漏极电流最大值的时候，漏极电流检测块26向栅极电压控制块25发送控制信号将源电流限制到所述漏极电流最大值。
当源电流超过漏极电流最大值的时候，负载电流的不足部分将由电力后援电容器7的放电补充。
漏极电压检测块22检测漏极端子21c的电压，并将检测到的数值馈送到比较/判决块23和漏极过压控制块24。
比较/判决块23将漏极电压与参考电压比较，当漏极电压低于负载工作电压范围的下限值的时候，发出令电压提升电路ON/OF(通/断)控制块27产生ON(接通)信号的控制信号。
当漏极电压等于或大于负载工作电压范围的下限值的时候，比较/判决块23发出用于使电压提升电路ON/OF(通/断)控制块27产生OFF(断开)信号的控制信号。
当漏极电压超过预置的电压值的时候，漏极过压控制块24发出栅极控制信号到栅极电压控制块25，从而将漏极电压降低到预定的电压值。
电力后援电容器7用漏极电流ID充电。电力后援电容器7的内阻7a的阻值被设定为小于电池组2的内阻(即图10中相互串联的内阻1a之和)，以便在负载电流超过预置的漏极电流最大值的时候，电力后援电容器7为提供电力支援而放电。
电源单元9起负载8的集中电源端子的作用，以便通过电源单元9向负载8的DC-DC变换块10和电路块11供应电力。
电路块A 11a直接接收电源电压，电路块B 11b接收由电压提升电路块10a提升的电压，而电路块C 11C接收由电压递降电路块10b递降的电压。
图11表示根据本发明的第二实施例电源电压与负载电压(即加到负上的电压)的关系，其中横轴表示电源电压值而纵坐标表示负载电压值。
如图11所示，把漏极电压的上限值预置为负载工作电压范围的上限值Vmax。
当漏极电压检测块22检测到漏极电压超过负载工作电压范围的上限值Vmax时，就通知漏极过压控制块24漏极电压处于过压状态。
对接收到来自漏极电压检测块22的过压检测作为响应，漏极过压控制块24发出命令到栅极电压控制块25来控制栅极电压。
对接收到来自漏极过压控制块24的栅极电压控制命令作为响应，栅极电压控制块25控制P型MOS-FET 21的栅极电压使漏极电压递降到预置的电压值。
当漏极电压检测块22检测到漏极电压等于或小于负载工作电压范围的上限值Vmax+VF(由于二极管29被插入到负载电压测量单元和漏极电压测量单元之间，二极管29的正向电压VF对此有影响)，由于栅极电压控制块25对P型MOS-FET 21的栅极电压的控制，电源输出电流的上限值被限制到预置的漏极电流值IDmax。在这种情况下，电源电压与漏极电压逞线性关系。
当漏极电压检测块22检测到漏极电压低于负载工作电压范围的下限值Vmin+VF(由于二极管29被插入到负载电压测量单元和漏极电压测量单元之间，二极管29的正向电压VF对此有影响)，比较/判决块23判定电源电压不足，并发出命令到电压提升电路ON/OFF(通/断)控制块27去操纵电压提升开关控制单元30。电压提升电路ON/OFF(通/断)控制块27向电压提升开关控制块31发出信号驱动电压提升开关转换电路，所述电压提升开关转换电路由线圈28、二极管29和电压提升开关控制单元(包括电压提升开关控制块31、N型MOS-FET 32和电容电压检测块33)和电力后援电容器7构成。
利用上述电压提升控制装置，负载电压(即加到负载上的电压)继续维持在负载的工作电压范围以内，直至电源电压达到图11所示的电路工作电压下限值。
如图6和图7所示，与本发明的第一实施例类似，将适当数目的单元电池相互串联组成作为电源的电池组，以便使负载的工作电压范围与考虑到最大的总放电时间的电压范围相匹配。
如图8所示，与本发明的第一实施例类似，遇到重负载(发射时段TX)和轻负载(接收时段RX)周期性重复出现的情况，漏极电流的上限IDmax被设定到小于发射时段TX的电流值ILTX，但又大于接收时段RX的电流值ILRX，基本上等于负载的平均电流值。电力后援电容器7具有这样的电容量，使得电力后援电容器7在发射时段能够提供电力而在接收时段又能完成重新充电。
在本实施例中，P型MOS-FET被用作与电源串联的开关元件，它可以令发射时段TX和接收时段RX的工作都能获得如第一实施例一样的效果。
为了第一实施例相比较，使用P型MOS-FET进行下述符号上的更换。这就是，集电极电流上限ICmax更换为漏极电流上限IDmax，而供电电流/电压IE/VE(发射极)被更换成IS/VS(源极)。
而且，利用在负载工作电压范围的下限值条件下工作的电压提升控制装置，使以图8所示的负载模式连续工作时达到负载工作电压下限值的时间长于图9所示的放电时间t1。
现在来参照
本发明的第三最佳实施例。图12是表示本发明第三最佳实施例的电路方框图。在本实施例中，本发明的第一实施例的电源由太阳能电池模块40构成。
由于单节太阳能电池的电动势小到1伏或更小，因此将多节太阳能电池41串联以增加总的电压。以这种方式串联的太阳能电池41叫做太阳能电池模块40，在本实施例中，所述太阳能电池模块作为电源。
像本发明的第一实施例一样，这样确定串联的太阳能电池41的数目，使得负载的工作电压范围与太阳能电池模块40的工作点相匹配，以便提高电力产生效率。因而可以像本发明的第一实施例那样获得高的负载工作效率。
现在来参照
本发明的第四最佳实施例。图13是表示本发明第四最佳实施例的电路方框图。在所述实施例中，本发明的第一实施例的电源由燃料电池系统50构成。
燃料电池系统是通过将氢和氧混合而产生电力的系统。在所述系统中，氢、甲醇或其它类似材料被用作燃料。
燃料电池系统50包括直流电力变换单元51；燃料电池(电力产生单元)52，它具有氧气、空气等的入口；燃料储罐53具有氢气、甲醇等的入口。所产生的电力经过直流电力变换单元51的整流和平滑成为稳定的直流电。
通过这样确定电池的配置(燃料电池52)，使得负载的工作电压范围和燃料电池系统50的工作点相匹配，在这种情况下可以像本发明的第一实施例那样高效地产生电力，负载能高效率地运作。
如上所述，在本发明的电源电路中，当电源的输出电压超过负载的工作电压范围的上限值时，配置在负载电源单元的电力后援电容器的充电电压会递降到负载工作电压范围内的预定电压值。因此，甚至当例如电池充满电，而又没有负载的情况下，电池所产生的电压暂时超过负载工作电压范围的极限值，仍然可以稳定地启动负载的工作。
当电源的输出电压超过负载的工作电压范围的上限值时，通过电压递降控制装置，将电力后援电容器的充电电压递降到负载工作电压范围内的预定电压值。因此，甚至当例如电池充满电，而又没有负载的情况下，电池产生高电压超过了负载的工作电压范围的上限值，仍然可以稳定地启动负载的工作。
另一方面，当电源的输出电压处于负载的工作电压范围内时，通过线性电压控制装置和由适当数目的单元电池串联成的电池组形式的电源(它能产生这样的负载工作电压，使得在电源输出电压随时间变化的大部分时间内电源输出电压处于负载工作电压范围之内)，将电力后援电容器的充电电压控制到基本上等于电源的输出电压值。因为没有使用电压变换装置，所以能够实现长时间的高效率放电。而且，由于电力后援电容器的充电电压与电池产生电压逞线性关系，故有可能利用它作为监视电压来监视电池的放电状态。
在负载工作所需的功率范围内，电源的输出电流上限受到预定的电流值的控制。在负载的电源单元内所配置的双电荷层电容器的内阻小于电源内阻，其电容量能够在负载电流超过电源的输出电流上限值的期间内提供电力。在负载电流超过电源的输出电流上限值而导致过载的情况下，电力后援电容器能够放电，有可能限制由于电池内阻所导致的电压递降。就是以这种方式，有可能防止电池不足警告、断电或由于即使电池仍然有残留的电量而由于暂时过载造成电池产生电压暂时低于负载的工作下限电压所引起的类似情况的发生。
虽然到目前为止，已经结合上述的最佳实施例对本发明作了说明，但是，本专业的技术人员很容易以各种其它方式来将本发明付诸实践，而没有离开本发明所规定的范畴。
权利要求
1.一种使用一次电池、二次电池、太阳能电池或燃料电池作为电源的电源电路，所述电源电路包括电压递降控制装置，用于当所述电源的输出电压超过负载工作电压范围的上限值时，将电力后援电容器的充电电压递降到负载工作电压范围内的预定电压值；线性电压控制装置，用于当所述电源的输出电压落在负载工作电压范围内时把所述电力后援电容器的所述充电电压控制到基本上等于所述电源的输出电压；以及电流控制电路6，用于利用负载工作所需的功率范围内的预定的电流值，控制所述电源输出电流的上限值；其中通过所述电源的充电电流充电的所述后援电容器被配置在所述负载的电源单元中。
2.如权利要求1所述的电源电路，其特征在于所述电源是由预定数目的单元电池串联而成的电池组，所述电池组具有这样的能力在所述电源的输出电压随时间变化的大部分时间内，所述电池组的使所述负载工作的电动势值落在所述负载的工作电压范围内。
3.如权利要求1所述的电源电路，其特征在于所述电压递降控制装置检测所述电力后援电容器的充电电压值，并把它递降到所述负载工作电压范围内的预定的电压值。
4.如权利要求1所述的电源电路，其特征在于所述线性电压控制装置将与所述电源串联的开关装置接通。
5.如权利要求1所述的电源电路，其特征在于所述电流控制装置控制作为与所述电源串联的开关装置的控制输入信号的电流或电压。
6.如权利要求1所述的电源电路，其特征在于所述电力后援电容器是双电荷层类型的并且其内阻值小于所述电源的内阻值。
7.如权利要求1所述的电源电路，其特征在于所述电力后援电容器是双电荷层类型的并且具有这样的电容量，使得在负载电流超过所述电源输出电流的上限值期间所述电力后援电容器能够向所述负载供电。
全文摘要
一种电源电路，它包括线性电压控制块5，用于当电池组2形式的电源的输出电压超过负载工作电压范围的上限值时将电力后援电容器的充电电压递降到负载工作电压范围内的预定的电压值，并且用于在电源的输出电压处于负载的工作电压范围时把电力后援电容器的充电电压控制到基本上等于电源的输出电压；以及电流控制电路6，用于利用负载工作所需的功率范围内的预定的电流值，控制电源输出电流的上限值。
文档编号H02M3/155GK1612455SQ200410090198
公开日2005年5月4日 申请日期2004年10月28日 优先权日2003年10月28日
发明者佐佐木浩 申请人:Nec东金株式会社