专利名称：电机驱动装置、电动调节器及电动动力转向装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及电机驱动装置、电动调节器及电动动力转向装置，特别是，涉及适合用于急加减速用途的电机驱动装置、电动调节器及电动动力转向装置。
背景技术：
近年来，作为动力转向装置，正在开发检测车辆的控制力、通过电机控制减轻驾驶者的控制力(操作力)的电动动力转向装置。在电动动力转向装置用的电机中，无刷电机备受注目。无刷电机，转子备有永久磁体，基于作为转子的永久磁体的磁极位置的旋转位置检测信号，通过驱动逆变电路，在定子中产生旋转磁场可以得到高效率的输出，并且因为没有电刷而具有寿命长的优点。
作为无刷电机的电机控制方式，众所周知，有驱动装置的构成比较简单的120度驱动方式和可得到更平滑的输出力矩的180度驱动方式，在存在电机的输出力矩(以后称为“电机力矩”)的脉动问题的电动动力转向装置等的用途中，一般采用180度驱动方式。
另外，为了实现无刷电机的低振动及低噪声，一般使用正弦波驱动，但是电机的外加电压的最大值为电源电压Ed的 (约86.6％)。但是在电动动力转向装置等当中，为了跟踪快速的方向盘的操作，要求电动调节器的助推力(电机旋转速度和电机转矩)，有时需要生成更大的从逆变电路对无刷电机输出的外加电压。
因此，例如，如在特开2002-345283号公报中所述，可知通常用正弦波驱动进行电机控制，在需要高转速、高力矩区域的动作时(力矩优先模式)，切换为梯形波或矩形波的驱动。
这里，进行从正弦波向矩形波驱动的切换处理时，由于切换时的波形成分的不同而引起的外加电压的变动幅度大，因此在电机的输出力矩中出现变动。因此，例如，如在特开平11-285288号公报中所记载，可知边通过对PWM调制波增大调制波的振幅使电压饱和，边从正弦波经过梯形波的中间波形切换成一个脉冲的矩形波驱动，并且通过控制相位，抑制切换时的力矩变动变小的控制方式。
但是，由于需要判断电机的运转状态，并将驱动波形从正弦波向矩形波切换，所以存在(1)在切换时产生力矩变动，(2)要求切换时间或切换区域的幅度(特别是，对电机的外加电压的相位不能在瞬间变动)，(3)切换时的控制不连续使控制稳定性降低等、在到达高力矩区域为止在急加减速的调节器中容易产生切换处理部的振荡(hunting)等这样的问题，存在不能得到平滑的力矩控制这样的问题。
另外，为了进行平滑的力矩控制直到高转速、高力矩区域为止，必需多个电流传感器，在该多个电流传感器的检测值产生异常的时候，存在力矩控制变难，必须停止(中断)电机驱动，不能继续电机驱动这样的问题。
专利文献1特开2002-345283号公报；专利文献2特开平11-285288号公报。
发明内容
本发明的目的在于，提供一种在急加减速的调节器的动作区域内，到高转速、高力矩区域为止可以连续地控制力矩的电机驱动装置、电动调节器及电动动力转向装置。
另外，本发明其他的目的在于，提供一种即使在电流传感器的检测值产生异常的时候，也不会中断，力矩控制可继续到高转速、高力矩区域为止的电机驱动装置、电动调节器及电动动力转向装置。
(1)为了达到上述第1目的，本发明的电机驱动装置具有3相交流驱动的电机；基于电池电压驱动该电机的逆变器；检测流入该逆变器中的直流电流的第1电流检测器；检测流入所述电机的电机电流的多个第2电流检测器；基于所述第1和/或第2电流检测器检测出的电流值驱动控制所述逆变器，边控制所述电机力矩、边驱动电机的控制器，其中所述控制器，将所述逆变器的驱动波形作为在正弦波中叠加奇数高次谐波后的波形，并且基于所述电池电压使该高次谐波的比例连续地变化，所述正弦波为由PWM载波调制的调制波的基波。
根据上述构成，在急加减速的调节器的动作区域内，可以连续控制力矩直到高转速、高力矩区域为止。
(2)在上述(1)中，优选所述控制器备有基于所述电池电压检知所述逆变器的输出电压的饱和度的电压饱和度检知单元，和波形控制单元，其将所述逆变器的驱动波形作为在正弦波中叠加了奇数高次谐波之后的波形，且按照所述电压饱和度检知单元所检知的电压饱和度，使叠加该高次谐波的比例连续地变化，所述正弦波为由PWM载波调制的调制波的基波。
(3)在所述(1)中，优选所述控制器备有波形控制单元，该波形控制单元对于基于力矩指令值求得的电流指令值和根据所述第1和/或第2电流检测器检测出的电流值求得的电流指令值，以叠加作为基波的正弦波和奇数高次谐波的比例以及所述电池的电压为参数，求得电压指令值，将所述逆变器的驱动波形作为在正弦波中叠加了奇数高次谐波之后的波形，所述正弦波为PWM载波调制的调制波的基波。
(4)在所述(1)中，优选备有检测所述电机的转子的旋转位置的旋转位置检测器，所述控制器根据力矩电流指令(q轴电流指令)和励磁电流指令(d轴电流指令)构成的矢量控制控制电机电流，并且进一步基于由所述旋转位置检测器检测出的转子的旋转位置，控制所述电机电流。
(5)在所述(1)中，优选所述控制器备有电流修正单元，其比较由所述第1电流检测器检测出的直流电流值和由所述第2电流检测器检测出的电机电流值，检知所述电流检测器的检测误差水平，在3相电机电流值内，某一相的电机电流值的检测误差范围比规定的电角度小时，使用另外两相的电机电流求得存在误差的相的电机电流值。
(6)在所述(5)中，优选所述电流修正单元，进一步在3相电机电流值内，在至少1相的电机电流值的检测误差范围比规定的电角度大时，使用另一相的电机电流和所述直流电流值，推测存在误差的相的电机电流值。
(7)在所述(5)中，优选所述波形控制单元，在检知到同时所有的电机电流值处于检测困难的范围的检测误差水平的情况下，驱动波形设置为120度的矩形波。
(8)在所述(5)中，优选所述电流修正单元，将以所述直流电流值的分辨率为与所述电机电流值的分辩率相等以上的分辨率的直流电流值作为输入，将检测到所述直流电流值的值的PWM周期内的峰值作为直流电流瞬时值保持，以电机的电角度60度的周期间隔，比较所述直流电流瞬时值和所述电机电流值，进行检测误差水平的检知。
(9)为了达到所述的2目的，本发明的电机驱动装置，具有3相交流驱动的电机；基于电池电压驱动该电机的逆变器；检测流入该逆变器的直流电流的第1电流检测器；检测流入所述电机中的电机电流的多个第2电流检测器；和基于所述第1和/或第2电流检测器检测到的电流值，驱动控制所述逆变器，边控制所述电机的力矩、边驱动电机的控制器，所述控制器备有电流修正单元，该电流修正单元比较由所述第1电流检测器检测到的直流电流值和由所述第2电流检测器检测到的电机电流值，检知所述电流检测器的检测误差水平，在3相电机电流值内，某一相的电机电流值的检测误差范围比规定的电角度小时，使用其他的两相的电机电流，求得存在误差的相的电机电流值。
根据上述构成，在电流传感器的检测值发生异常的时候，不会中断，可继续力矩控制直到高转速、高力矩区域为止。
(10)为了达到所述第1目的，本发明的电动调节器具有3相交流驱动的电机；基于电池电压驱动该电机的逆变器；检测流入该逆变器的直流电流的第1电流检测器；检测流入所述电机中的电机电流的多个第2电流检测器；基于所述第1和/或第2电流检测器检测到的电流值驱动控制所述逆变器，边控制所述电机的力矩、边驱动电机的控制器；和将所述电机的驱动力矩传递到被驱动部件的力矩传递器，所述控制器将所述逆变器的驱动波形作为在正弦波中叠加奇数高次谐波后的波形，并且基于所述电池的电压使叠加该高次谐波的比例连续地变化，所述正弦波为由PWM载波调制的调制波的基波。
根据上述构成，在急加减速的调节器的动作区域内，可进行连续的力矩控制直到高转速、高力矩区域为止。
(11)为了解决上述第1目的，本发明的电动动力转向机构，具有3相交流驱动的电机；基于电池电压驱动该电机的逆变器；检测流入该逆变器的直流电流的第1电流检测器；检测流入所述电机中的电机电流的多个第2电流检测器；基于所述第1和/或第2电流检测器检测到的电流值驱动控制所述逆变器，边控制所述电机的力矩、边驱动电机的控制器；和将所述电机的驱动力矩传递到车辆的转向的力矩传递器，所述控制器将所述逆变器的驱动波形作为在正弦波中叠加奇数高次谐波后的波形，并且基于所述电池的电压使叠加该高次谐波的比例连续地变化，所述正弦波为由PWM载波调制的调制波的基波。
根据上述构成，在急加减速的调节器的动作区域内，可进行连续的力矩控制直到高转速、高力矩区域为止。
(发明效果)根据本发明，在急加减速的调节器的动作区域内，可进行连续的力矩控制直到高转速、高力矩区域为止。
另外，根据本发明，在电流传感器的检测值产生异常的情况下，也不会中断，可继续进行力矩控制直到高转速、高力矩区域为止。
图1是表示使用本发明一实施方式的电机驱动装置作为电动调节器的电动动力转向装置的构成的框图。
图2是表示用于本发明的一实施方式的电机驱动装置的波形控制机构51的动作的波形图。
图3是表示本发明的一实施方式的电动调节器的动作范围的说明图。
图4是表示在本发明的一实施方式的电机驱动装置中的电流检测的说明图。
图5是表示本发明的一实施方式的电机驱动装置中的电流检测的异常时的电流检测值的校正方法的说明图。
图6是表示用于本发明的一实施方式的电机驱动装置中的电机的构成的横向剖视图。
图7是图6的A-A剖视图。
图8是表示使用本发明的其他实施方式的电机驱动装置作为电动调节器的电动动力转向装置的构成的框图。
图9是表示本发明的其他的实施方式的电机驱动装置的控制器的构成的框图。
图10是表示用于本发明其他的实施方式的电机驱动装置的控制器中的波形控制机构的动作说明图。
图11是表示使用本发明的各个实施方式的电机驱动装置作为电动调节器的电动制动装置的构成的剖视图。
图中1—逆变器，2—永磁同步电机(无刷DC电机)，3—控制器，4—旋转位置检测器，11—直流电流检测器，12、13、14—电机电流检测器，32—电流控制器，34—PWM调制器，51—波形控制机构，52—电压饱和度检知机构，53—电流修正机构，200—方向盘。
具体实施例方式
下面，参照图1～图7，对本发明的一实施方式的电机驱动装置的构成进行说明。另外，在以下的例子中，对使用了本实施方式的电机驱动装置作为电动调节器的电动动力转向装置的例子进行说明。另外，本发明并不局限于以下的例子，例如，作为交流驱动电机，不只是永磁同步电机(无刷DC电机)，也可以是感应电机等可交流驱动的电机。另外，也可以适用于使用了电机驱动装置的电动调节器的电动制动装置。
首先，使用图1，对应用了本实施方式的电机驱动装置作为电动调节器的电动动力转向装置的构成进行说明。
图1是表示应用了本发明的一实施方式的电机驱动装置作为电动调节器的电动动力转向装置的构成的框图。
电机驱动装置，主要由逆变电路1、控制器3构成。电动调节器主要由力矩传动机构202、电机100及上述电机驱动装置构成。电动动力转向装置主要由上述电动调节器、方向盘200、操舵检测器201、操作量指令器203构成。
在动力转向装置中，驾驶者操作方向盘200(转向)的操作力，由电动调节器的驱动力助推(torque assist)。对电动调节器的力矩指令τo是由操作量指令器203生成的转向操舵助推力矩指令。动力转向装置，使用电动调节器的输出减轻驾驶者的操舵力。
电机驱动装置的控制器3，作为输入指令输入力矩指令τo，由驱动电机100的力矩常数和力矩指令τo生成电流指令值Io，控制外加到逆变电路1上的电压波形以使电流指令值Io和电机电流值Is(Ius、Ivs、Iws)一致。
以下，对于各个部分进行详细地说明。
逆变电路1，开关电池电压Ed，作为三相电机的外加电压Vs(Vsu、Vsv、Vsw)外加在无刷DC电机100的三相的电机子线圈中(U、V、W)，驱动永磁的转子旋转。另外，电机外加电压Vs与逆变电路1的输出电压一样。
旋转位置检测器4检测电机100的转子R的旋转位置(磁极位置)。作为旋转位置检测器4，可以使用旋转变压器、编码器、霍尔IC、霍尔元件、磁阻元件等。旋转位置检测电路6将旋转位置检测器4的检测信号作为转子磁极位置θ(被采样的角度位置Ps)并输出。机械角度(机械角)将转子1的旋转作为360度处理，但是电角度(电角度)转子磁极(极对)为360度，机械角360度/极对数相当于电角度的360度。作为无刷DC电机100，使用10极12槽的电机的情况下，机械角36度相当于电角度360度。
自与电机(无刷DC电机)2的转子R直接连接的输出轴输出的电机输出力τm，介于蜗杆、车轮(wheel)或流星齿轮等的减速机构或使用油压机构的力矩传动机构202，将力矩传递到转向装置的齿条210，将驾驶者的方向盘200的操舵力(操作力)减去电动力(助推)，对车胎220、221进行操作。该助推量通过安装在转向轴中的检测操舵状态的操舵检测器201，作为操舵角或操舵力矩检测操作量。操作量指令器203，引入车辆速度或路面状态等的状态量作为力矩指令τo输出。
构成逆变电路1的6个开关元件SWUH、SWUL、SWVH、SWVL、SWWH、SWWL由场效应晶体管(FET)等构成。开关元件SWUH，…，SWWL的栅极端子由驱动电路7供给驱动信号，驱动各个开关元件SWUH，…，SWWL的导通截止。另外，在驱动信号中包含死区时间，以使上下臂的开关元件不同时导通驱动。FET与高侧H(电池B的正极侧)和低侧L(电池B的负极侧)连接，一对臂的中点与电机100的电机子线圈V、U、W连接。
在各个电机子线圈U、V、W中流过的电机电流，作为连接在低侧的FET和电池B的负极之间的分流电阻(N分流器)12、13、14的端子电压被检测。另外，流入逆变电路1的直流电流，作为连接在低侧的FET和电池B的正极之间的分流电阻(P分流)11的端子电压被检测。由各个分流电阻11、12、13、14检测出的电压通过电流检测电路5的内部的差动放大器等的电子电路除去噪声成分进行信号放大，作为电机电流检测值IUs、IVs、IWs和直流电流检测值IPs输出。这里，电流检测器使用分流电阻，但是也可以使用非接触的电流互感器(CT)、霍尔CT等的用于检测电流的其他元件。
控制器3将来自操作量指令器203的力矩指令τo作为输入指令接受，使用电机电流检测值IUs、IVs、IWs和直流电流值IPs以及角度位置Ps，以与力矩指令τo一致的方式，驱动逆变电路1将PWM调制后的驱动信号PWM(控制信号)输出到驱动电路7，从而对无刷DC电机100进行驱动控制。
控制器3备有电流指令器31、电流控制器32、PWM调制器34、波形控制机构51、电压饱和度检知机构52、电流修正机构53。电流指令生成器31，对输入的力矩指令τo，为了进行矢量控制而使用电机的力矩常数等，变换为电流指令值Io(力矩电流指令(q轴电流指令)和励磁电流指令(d轴电流指令))。
电流修正机构53，根据由电流检测电路5检测出的电机电流检测值IUs、IVs、IWs和直流电流检测值IPs与旋转位置检测电路6检测出的角度位置Ps，比较各个电机电流检测值IUs、IVs、IWs和直流电流检测值IPs，检知多个电流检测器的检测误差水平，对与检测误差水平对应的电机电流检测值IUs、IVs、IWs进行修正，输出修正后的电机电流值IP(IU、IV、IW)。另外，对于电流修正机构53的详细说明，在后面进行。
电流控制器32输出输出电压指令值Vo(力矩电压值Vq(q轴电压值)和励磁电压值Vd(d轴电压值))，以使电流指令器31输出的电流指令值Io分别与电流修正机构53修正后的电流Ip(由力矩电流值Iq(q轴电流值)和励磁电流值Id(d轴电流值)构成)一致。
另一方面，电压饱和度检知机构52，根据将电压峰值Vmax除以输出电压指令值Vo的大小|Vo|之后的值或者PWM调制率信号Pm的最大值，求取电机外加电压的电压饱和度Wo并输出。这里，电压峰值Vmax是根据电池电压Ed决定的电机外加电压的峰值。即电压饱和度Wo是逆变电路1的输出电压(电机外加电压波形)边收到电池电压Ed的限制，边识别可以控制的电机外加电压波形的图形用的检知水平。
波形控制机构51，将输出电压指令值Vo进行两相变换或者三相变换后，由Vmax×(1—电压饱和度Wo)的电平进行波形嵌位，由此从正弦波波形变换为矩形波，进一步，波形嵌位后的值乘以1/(1—电压饱和度Wo)，修正峰值，输出PWM调制波Wv。但是，电压饱和度Wo＜1。由此，可以得到与电压饱和度Wo连动的连续的波形控制，且外加电压的峰值不会达到饱和电压而进行PWM调制，外加电压波形可以控制。对于波形控制机构51的详细动作使用图2在后面描述。
PWM调制器34比较波形控制机构51输出的PWM调制波Wv和载波，生成PWM脉冲，同时三相的PWM脉冲宽度中的通常最大的脉冲宽度作为PWM调制率信号Pm(＜1)输出。
这里，使用图2，对于用于本实施方式的电机驱动装置的波形控制机构51的动作进行说明。
图2是表示本发明一实施方式的电机驱动装置所使用的波形控制机构51的动作的波形图。
图2(A)是PWM脉冲的载波carry和调制波(正弦波)A。在自图1的波形控制机构51输出的PWM调制波Wv为正弦波的情况下，PWM调制器34如图2(B)所示将正弦波调制后的PWM脉冲信号PWM介由驱动电路7输出到逆变电路1。
在图2(C)中，实线A1表示从波形控制机构51输出的正弦波状的PWM调制波Wv。将其峰值作为Vmax。这里，电池B的电压比标准的12V(14V电池的情况下)低，电压饱和度Wo比1小。此时，波形控制机构51对于实线A1所示的正弦波，如点划线B1所示，由(Vmax×(1-Wo))嵌位值电压嵌位正弦波。进一步，进行归一化以使波形控制机构51对被嵌位后的值通过乘以(×(1/(1-Wo))、峰值变为Vmax，生成虚线B1所示的PWM调制波Wv，输出到PWM调制器34。
PWM调制器34通过虚线B1所示的PWM调制波Wv，由图2(D)所示的PWM载波调制，生成图2(E)所示的PWM脉冲信号，介由驱动电路7输出到逆变电路1。图2(E)所示的PWM脉冲信号是对于正弦波叠加3次、5次、7次等奇数的高次谐波后的信号。
如以上所示，波形控制机构51，根据电压饱和度Wo，通过电压嵌位PWM调制波，PWM调制器34输出的PWM脉冲可从正弦波变形为在正弦波中叠加了奇数高次谐波后的信号，并且此时，根据电压饱和度，嵌位值可以连续地变化，由此可以从正弦波变换为连续地在正弦波中叠加了奇数高次谐波后的波形。因此，在急加减速的调节器中，不必切换驱动波形，通过PWM调制可以进行连续的波形控制，实现稳定的力矩控制直到高转速、高力矩区域为止。
另外，控制器3即使是模拟电路，使用微型计算机等的数字电路也没有问题，但是使用可编程的微型计算机的电路方可容易地进行复杂的处理。
接下来，使用图3对于本实施方式的电动转向的动作范围进行说明。
图3是本发明的一实施方式的电动转向动作范围的说明图。图3(A)表示代表性的PWM调制波，图3(B)表示电机外加电压波形和电机特性的关系。
图3(A)只表示代表性的PWM调制波，在本实施方式的PWM调制波Wv中也包含用于连续地波形变化的、图中未示出的中间波形。电机的外加电压波形，是根据PWM调制波Wv决定的波形，如果控制PWM调制波Wv，则也可控制电机的外加电压波形。
代表性的PWM调制波Wv可列举正弦波A(实线)，在正弦波中叠加第三高次谐波后的正弦波+第三高次谐波C(一点划线)、梯形波D(两点划线)、矩形波E(波线)，还有作为只有120度的区间的矩形波的120度矩形波B(虚线)。另外，本实施方式的PWM调制波Wv是正弦波和在正弦波中叠加了奇数的高次谐波后的波形。在正弦波叠加奇数高次谐波后的波形，具有正弦波+类似第三高次谐波C后的特性。另外，在正弦波中叠加了奇数高次谐波后的波形，如果波形嵌位值变小，则近似于梯形波D。
将各个PWM调制波的峰值作为1，并保持恒定(与电池电压恒定时等价)，比较基波成分的大小，正弦波A＝1.00，120度矩形波B＝1.10，正弦波十第三高次谐波C＝1.15，梯形波D＝1.21，矩形波E＝1.27，作为在正弦波中叠加了高次谐波之后的波形方的波形中所包括的基波成分的大小大，可以得到大的输出力矩。
另一方面，有效值，正弦波A＝0.707，120度矩形波B＝0.816，正弦波+第三高次谐波C＝0.834，梯形波D＝0.882，矩形波E＝1，虽然得到电机输出，但是高次谐波成分含有量增加，成为力矩脉动的主要原因。只是，在以第三高次谐波作为初始的特定奇数高次谐波成分中，作为三相交流的电机线间电压来看的情况下，为了抵消，不流过电机电流。即理想地说，正弦波+第三高次谐波C只有基波成分变大，不流过成为力矩脉冲的主要原因的高次谐波成分的电流。
接着，在图3(B)中，为了覆盖电动动力转向装置的动作区域，对必要的电机特性进行说明。电动动力转向装置的动作区域是图中斜线区域。在各个PWM调制波(A、B、C、D、E)中的电机特性是(Ac、Bc、Cc、Dc、Ec)，电机特性Fc是表示矩形波E中加入相位控制(弱磁场控制)时的电机特性的量。在其他的PWM调制波中也可以进行相位控制，能够得到与将电机特性Fc平行移动后同样的曲线特性，可以根据需要进行相位控制。动作点a、b、c、d、e表示在各个PWM调制波(A、B、C、D、E)中的电机特性(Ac、Bc、Cc、Dc、Ec)和动作曲线s之间的交点。
作为电动动力转向装置，要求在方向盘中产生的振动尽可能小，传递到方向盘的振动主要是起因于电机力矩脉动(变动)的振动成分。因此，在图3所示的PWM调制波和电机特性的选择中需要考虑电机力矩脉动，如果着重于力矩脉动，PWM调制波的优先顺序变为正弦波A、正弦波+第三高次谐波C、梯形波D、矩形波E、120度矩形波B的顺序。
另一方面，如果着重于电机特性，则PWM调制波的优先顺序为矩形波E、梯形波D、正弦波+第三高次谐波C、120度矩形波B、正弦波A的顺序。
即，电动动力转向装置的电动调节器以及作为其的电机驱动装置，根据要求的电机负载状态或者电机控制状态，优选适当选择各个PWM调制波(A、B、C、D、E)，但是在切换PWM调制波的实施方式中容易产生以下问题(1)在切换点容易产生控制不连续的力矩变动，(2)切换动作时需要振荡防止等的切换判断时间。因此，以正弦波和矩形波两种作为PWM调制波的种类进行切换的方式，难以适用在急加减速的电动动力转向装置的电动调节器中。
另一方面，在本实施方式中，作为对正弦波叠加奇数高次谐波的波形，由于可以按照电压饱和度改变其叠加程度，因此可以连续地控制PWM调制波，可以实现更平滑连续的力矩控制。
另外，理想的是PWM调制波的120度矩形波B，只在电流检测器中产生异常的特别情况下适用，这在后面描述。
接下来，假想在进入车库等车辆停止的状态下，操作方向盘200(转方向盘操作)，作为电机输出需要在动作区域内的力矩τ1的情况，作为控制器3的动作的一例。在车辆停止的状态下，自方向盘200的操作开始快速提升旋转速度和力矩，外加在车胎220、221上的剪切应力由路面的摩擦系数和方向盘操作速度的关系决定，需要很大的助推力。为了使转向切角大，以快速持续方向盘200的操作，因此如图3(B)所示，成为渐进力矩τ1的动作曲线s。这里，最大旋转速度依赖方向盘200的操作速度，但是为了动作说明按照动作点a、c、d、e的顺序推移。另外，为了方便，将动作点a、b、c、d、e的力矩值作为力矩τ1，但操作量(速度等)的关系并不局限于相同的力矩值。
电动动力转向装置中最多的动作区域是由电机特性Ac可以达到的区域，与动作曲线s之间的交点是动作点a。另一方面，假想转方向盘等非常快的方向盘操作的情况，则期待尽可能大的电机输出，期望驱动到达电机特性Ec和动作曲线s之间的交点的动作点e。但是，电机特性Ec虽然电机输出大，但是力矩脉动也大，考虑电机输出的大小和力矩脉动的大小，推移其中间的大小的电机特性Cc和动作曲线s之间的交点c及电机特性Dc和动作曲线s之间的交点d。这里，PWM调制波A、C、D、E是表示其代表的波形形状，因此电机特性Ac、Cc、Dc、Ec也是代表性的特性。
在本实施方式的控制器3中，连续输出由这些代表性的波形表示的中间波形，因此电机特性也与此对应。即连续推移根据必要的电机输出的电机特性和最小力矩脉动的关系的折衷，在电机的急加减速中可以实现连续平滑地推移最佳折衷点的动作曲线s。
另外，在电机特性Ec中，力矩脉动最大，但是因为电机高速旋转所以力矩脉冲也为高频，驾驶者即使感到振动也不会认为是操作异常的振动程度。在中间的电机特性也同样。另外，不用正弦波A，从开始就使用正弦波+第三高次谐波C，减少适用的PWM调制波的种类，可以使控制简化。
另一发面，使用正弦波A的优点，在得到小的输出力矩等的情况下，由于平均电压比较小，因此对于其他的PWM调制波(正弦波+第三高次谐波C等)扩大检测电流的下臂的PWM脉冲宽度，期望有下述的优点(1)提高与PWM脉冲宽度同步的电机电流的检测精度，(2)电压高次谐波成分减少，抑制放射噪声等的优点。
即，需要很好地分开使用正弦波A和正弦波+奇数的高次谐波，电压饱和度在规定的水平(外加电压的峰值不会达到饱和电压的水平)的范围内叠加第三高次谐波，第三高次谐波的大小与电压饱和度的大小一致进行控制。通过连续地控制PWM调制波可以实现平滑、连续的力矩控制。
电机特性Fc是必要的，在车胎220、221与路面之间的摩擦系数小的冻结路面等中，助推力虽然比较小，但存在需要进行快速方向盘操作的情况(力矩小，但旋转速度高的情况)的区域，通过在电机特性Ec中附加相位控制(弱磁场控制)而达到。此时，外加电压波形的控制自由度也可以是电压和相位的2自由度，但是如果是电机特性Fc的线上，则即使是电压饱和的1个脉冲状的矩形波也没问题，外加电压波形的控制自由度只为相位的1个自由度。另外，电机特性Ac、Cc、Dc中也可以进行相位控制。
接着，使用图4以及图5对本实施方式的电机驱动装置中的电流检测和电流检测的异常时的电流检测值的校正或电流检测值的推测方法进行说明。
图4是本发明的一实施方式的电机驱动装置中的电流检测的说明图。
图5是本发明的一实施方式的电机驱动装置中的电流检测的异常时的电流检测值的校正方法的说明图。
图4表示图1所示的电机驱动装置中的电流检测的动作。
图4(A)中表示的PWM脉冲VgH表示PWM调制后的脉冲信号。该脉冲信号，如图2(B)所示，在由PWM调制器34正弦波调制后，输出到与无刷DC电机100的电机子线圈V连接的逆变电路1的高侧FET(SWVH)(V相高侧FET)的栅极端子。另外，与电机子线圈V连接的低侧的FET(SWVL)(V相低侧FET)的栅极信号，是PWM脉冲VgH的反相信号。另外，在V相高侧FET和V相低侧FET的栅极信号中设置用于使两者不同时导通的死区，以使逆变电路1不会臂短路。
流入电机子线圈V的电流(V相电机电流)作为分流电阻13的端子电压检测，如图4(B)所示，由电流检测电路5作为电机电流检测值IVs检测。因为电流检测在低侧FET的源极侧检测，所以V相高侧FET导通(PWM脉冲VgH为On)的区间电流没有流过分流电阻13，因此不能检测到。V相高侧FET截止(PWM脉冲VgH为Off)时V相电机电流流过V相低侧FET(FET内的本体二级管)和分流电阻13，因此作为V相的电机电流检测。
使用微型计算机，构成控制器3的情况下，由分流电阻的两端检测的分流电压波形IVp是脉冲状，与脉冲波形的中心同步由A/D转换器检测，在微型计算机内变换，求得V相电机电流检测值IVs。
通常，如图4(C)所示，V相的电机电流检测值IVs是跟踪实际电流的正确的V相电机电流值IVt，V相的电机电流检测值IVs可以直接作为V相电机电流值IV用于控制。但是，电机输出变大，高侧的PWM脉冲VgH的导通效率(Duty)接近100％(截止效率为0％)，分流电压波形IVp的脉冲宽度接近0％时，由于噪声滤波器或放大器的响应延迟的关系，不能得到正确的峰值，称为包含了生成电流检测误差IVε的误差的V相电机电流值IVe，难以检测出正确的电机电流。另外，U相和W相的电机电流值(IU、IW)与V相相同。即，由于高侧的导通效率为100％的电压饱和状态中，电流检测精度降低，所以力矩控制精度降低。
因此，在本实施方式的电动调节器中，通过运算推测包含误差的各相电机电流检测值的范围的电机电流值。以下，使用图5，对本实施方式的电机驱动装置中的电流修正机构53的动作进行说明。
图5表示图1的实施方式中的电流修正机构53的动作，3个N分流器12、13、14检测出的各相电流检测值(波形)。另外，这里，表示将采样作为十分细小的理想的系统的电流检测值。
图5(A)表示电流检测误差范围比120度(电角度)小的情况。如图所示，对于一部分用虚线表示的正确的各相的电机电流值(IUt、IVt、IWt)如实线所示为包含电流检测误差的电流值(IUe、IVe、IWe)。
着重与V相，可以分为在一个周期的范围内电流检测误差大的区间IVeB和电流检测误差小(可以忽略电流检测误差的电流检测精度的准确度高)的区间IVeS(U相、W相也同样)。如果将三相各相的电流检测误差大的区间比120度小，在1相为电流检测误差大的区间时，其他两相为电流检测误差小的区间。即，V相为电流检测误差大的区间IVeB的V相电机电流IV由IV＝IU+IW运算求出。其他的U相和W相也同样。
这里，电流检测误差比较大的区间的判断，图中没有表示，根据各相电压指令值(VU、VV、VW)的大小关系设为电压指令值最大的相。即，电压指令值最大的相的高侧FET的导通效率最接近100％，因此，可以判断电压指令值最大的相的电流检测误差比较大。
如以上所述，预先把握电流检测器的检测误差水平，在电流检测误差范围小的情况下，使用其他的电流检测器的检测值求得。由于可修正检测误差水平高的范围的电流检测值，因此可以进行确切的电流控制。
接着，图5(B)表示使用了电流检测误差比120度(电角度)大的情况下的3个N分流器的各相的电流检测值(波形)和P分流器的直流电流值(波形)。相对于一部分用虚线表示的正确的各相的电机电流值(IUt、IVt、IWt)，如实线所示为包含电流检测误差的电流值(IUe、IVe、IWe)。在P分流器的直流电流值Ip中没有包含误差。
在图5(B)中，表示图5(A)的电流检测误差大的区间WeB的区间比120度大，接近180度的情况。这种状况下，可以分为两相的电流检测值的准确度高，余下的1相的电流检测值的电流检测误差大的区间(IC1、IC3、IC4)和1相电流检测值的准确度高、余下的两相的电流检测值的电流检测误差大的区间(IC2、IC4、IC6)。
这里，例如，在区间IC1中V相的电流检测误差大，U相和W相的电机电流值为负电流值，N分流器的电流检测值的准确度高。此时，直流电流值Ip和各个电机电流值之间的关系中由Ip＝-(IU+IW)＝IV的关系求得三相各相的电机电流值。
另一方面，在区间IC2中V相和W相的电流检测误差大，只有U相的电流检测值的准确度高。此时，在直流电流值Ip和各个电机电流值之间的关系中Ip＝-IU的关系成立，V相和W相的电机电流值不能确定。因此，假设V相和W相的电机电流可以根据外加电压和电机反向电压及电感之间的关系推测的电流波形(如果是正弦波的外加电压波形，则电流波形为正弦波)可控制，由表示使用转子的磁极位置(角度)θ的波形形状的函数，通过将U相电机电流值IU(或者直流电流值Ip)电流分配到V相和W相，由(表1)所示的运算求得三相各相的电机电流。
Tu＝sin(θ)Tv＝sin(θ-2π/3)Tw＝sin(θ+2π/3)在表1中，表示图5(B)中的电流波形为正弦波时的(角度)区间和各相电机电流值(IU、IV、IW)之间的计算公式。在正弦波的情况下，Tu＝sin(θ)，Tv＝sin(θ-2π/3)，Tw＝sin(θ+2π/3)，可以求得各相的电机电流值(IU、IV、IW)。另外，使用检测出的电流值的准确度高的电机电流检测值(IUt、IVt、IWt)的计算公式，但是计算公式并不局限于此，也可以表示使用准确度高的1相电机电流值或直流电流值Ip和转子磁极位置θ构成的电流波形形状的公式，分配其他两相的电机电流值的计算公式。
如以上所述，通过使用转子的磁极位置θ，在电流检测误差大的角度范围超过120度接近180度的情况下，通过使用各相的电流检测准确度高的电机电流检测值(IUt、IVt、IWt)的计算，可以求得三相电机电流值(IU、IV、IW)，不降低力矩控制精度，驱动电机。
接着，使用(表2)对两个电流传感器异常的情况进行说明。(表2)表示判断在图5(B)中同时有两个N分流器的电流传感器异常时的电流修正的计算公式。在这里，表示U相和W相的电流传感器异常的例子。
对于计算方式，与(表1)同样，但基本上采用表示由直流电流值Ip和转子磁极位置θ构成的电流波形形状的公式，作为分配给其他两相的电机电流值的公式，作为只适用电流检测准确度高的电机电流检测值(图中V相负的电机电流值IVt)的计算公式。例如，在电流检测准确度高的区间IVeS的60度区间(IC3、IC4、IC5)的V相电机电流IV中，直接使用由V相电流检测器检测出的电机电流检测值IVt，与在其他的60度区间(IC1、IC2、IC6)的不同点只在于，使用转子磁极位置θ(角度)和直流电流Ip进行运算。
进一步，由V相的电流检测器检测出的电流值也不确定(各UVW相的电流检测器的动作不确定)的情况下，所有的60度区间中，可以使用电极位置的角度θ和直流电流Ip进行运算。即可以设在区间IC3中的V相电机电流值IV＝-Ip·(1+Tu/Tw)，在区间IC4中设IV＝-Ip，在区间IC5中，设IV＝-Ip·(1+Tw/Tu)。
接着，使用(表3)，对于一个电流传感器异常的情况进行说明。(表3)是表示在判断图5(B)中的一个N分流器的电流传感器异常时的电流修正的计算公式。这里，表示W相的电流传感器异常的例子。
对于计算公式，与(表2)同样，但是，例如在电流检测准确度高的区间IVeS的60度区间(IC3、IC4、IC5)的V相电机电流IV中，直接使用由V相电流检测器检测出的电机电流检测值IVt，在其他的60度区间(IC2、IC6)中，使用转子磁极位置θ(角度)和直流电流Ip进行运算。另外，电流检测准确度高的区间IUeS的60度区间(IC1、IC2、IC3)的U相电机电流IU中，直接使用由U相电流检测器检测出的电机电流检测值IUt，在其他的60度区间(IC4)中，使用转子磁极位置θ(角度)和直流电流Ip进行运算。
另外，在电流修正机构53中，同时检知所有的电机电流值处于检测困难的范围(电流检测器的异常)的检测误差水平的情况下，由波形控制机构将驱动波形设为120度矩形波B，将直流电流检测值直接作为两相通电的电机电流检测值，通过适用120度通电驱动，可以简化控制处理。
如以上所述，在电流检测值存在误差的情况下，虽然绝对的电机电流的检测精度降低，但是不会中断停止，可以使电机继续运转，进行力矩控制。在这种情况下，作为电机驱动装置考虑异常(发生故障)的状态的情况，通过显示灯、声音动作或电机力矩波动(电机振动)通知使用者需要进行检查修理。
另外，在此，由Tu、Tv、Tw处理值(三角函数值等)可通过参照表等实现，但是，着重于60度周期的周期函数，预先生成地址保存电机磁极位置(角度)θ的60度周期的周期函数表，参照表，通过计算可以简单地求得各个UVW相的电机电流值。
接着，使用图5(B)，对使用了P分流器的直流电流值Ip的各个N分流器的电流检测器的修正(异常判断)进行说明。
最初，在电源接通时(电机停止的初始状态)，按照电机的旋转力矩最小的dq轴+d轴方向流过最大电流的方式两相通电。图中未示出，例如，如果V相高侧FET导通，W相低侧FET导通，则可以检测出W相电机电流检测值IWs和直流电流检测值IPs，以规定的电流值(或PWM脉冲宽度)多点测定。
而且，如果在所有测定点存在W相电机电流检测值IWs＝IPs的关系，则判断W相电流检测器正常。如果不存在IWs＝IPs的关系，则存在IWs＝a·IPs+b的关系时，通过求得偏置b和增益a的修正值，进行修正。
接着，以在-d轴方向流过最大电流的方式进行两相通电(V相低侧FET导通，W相高侧FET导通)，检测出V相电机电流检测值IVs和直流电流IPs，以规定的电流值(或PWM脉冲宽度)多点测定。
而且，在所有测定点中，如果存在V相电机电流检测值IVs＝IPs的关系，则判断V相电流检测器正常。如果不存在IVs＝IPs关系，存在IVs＝a·IPs+b的关系时，则通过求得偏置b和增益a的修正值可进行修正。
这里，如果IWs≠IPs＝IVs，则可判断W相的电流检测器异常。如果是IWs≠IPs≠IVs的情况，确认U相电流检测器是否存在异常，因此可以选择电机的旋转角度小且能够检测U相电机电流检测值IUs的两相通电模式，进行通电确认。另外，此时电机电角度旋转最大60度，但是使电流检测器的校正优先。这是由于在电机的极对数多的情况下，因为机械角为60度/极对数，所以旋转的影响小。
另外，所谓规定的电流值(或者PWM脉冲宽度)，是对于电机电流值作为30％、50％、80％等，在电机旋转和振动不出问题的范围内，以尽可能大的电流值根据电机线圈电阻和电感预先求得的。如果检测出的电流值在大于或小于想定电流的情况下，可推测电机异常(线圈的接地)或逆变电路异常(设备损坏)，因此以使其达到设备所容许的电流值以内的方式，修正PWM设定值，校正电流检测器。
接着，对于其他的校正方法进行说明。该校正方法，在电机旋转中，在一相的电机电流为零的60度周期内校正电流检测器。例如，在电角度180度(π[rad])时，期待IPs＝IVs＝-IWs。如使用图5(A)、(B)所说明过的那样，由于V相电机电流检测值IVs是包含误差的电机电流检测值IVe的可能性高，因此可检测误差大小作为检测误差IVε＝IPs-IVs，W相电机电流检测值IWs可直接作为校正值适用。校正方法在每个旋转周期学习。
进一步，作为其他的校正方法，是在电机的旋转中，一相的电机电流为峰值、其他两相的电机电流为1/2的60度周期中校正电流电流检测器的校正方法。例如，在电角度210度(π·7/6[rad])时期待IPs＝IVs＝-1/2·IWs＝-1/2·IUs。由于V相电机电流检测值IVs包含误差的可能性高，因此可检测出误差的大小，U相电机电流检测值IUs和W相电机电流检测值IWs直接作为校正值适用。
另外，在电机旋转中在两个校正时刻，上述的等号关系不满足的情况下，可判断电流检测器异常，在保持上述等号关系时，判断电机异常(线圈接地)和逆变电路异常(设备损坏)。
以上，在电机旋转中可以以60度周期的间隔检知电流检测器的检测误差水平和电流检测器的异常，可以进行根据电流检测器的检测误差水平的电流检测值的修正，实现适当的电流控制。另外，在修正困难的情况下通过运算推测电机电流值，可以替代使用电机电流的推测值，可以继续进行电流控制。即，因为可以继续进行根据电流检测器的异常水平的适当的电流控制，所以，抑制电机输出的降低，实现稳定的力矩控制直到高转速、高力矩区域为止。
另外，在以上的说明中，为了由电流修正机构53使用直流电流的检测值，优选直流电流的检测分辨率为与电机电流的检测分辨率相等以上的分辨率。另外，作为直流电流的检测方法(时刻(timing))，优选将PWM周期内的直流电流的峰值作为直流电流瞬时值保持(采样保持)，通过作为直流电流值，可以比较直流电流值(直流电流的瞬时值)和电机电流值，做到检知包含了增益或偏置的误差的检测误差水平。
如以上的说明，在本实施方式的电动调节器中，通过运算推测包含误差的各相电机电流检测值的范围(检测困难的范围)的电机电流值，同时进一步以避免电压饱和状态的方式，根据电流检测误差(检测误差水平的大小)将驱动波形从正弦波变换为矩形波，进行PWM调制，边控制电机外加电压波形(限制导通效率)，边谋求电机高输出化，因此可以不降低力矩控制精度而驱动电机。另外，由于PWM脉冲只等效地变细电压利用率的提高的量，所以可以扩展电流可检测的范围。即，由计算推测电机电流的检测困难范围的电机电流值，通过修正电机电流值可以实现适当的电流控制。另外，在电机电流的检测误差大的情况下，通过根据检测误差的大小而被输出的检测误差水平，将驱动波形从正弦波变化为矩形波，进行PWM调制，通过控制电机外加电压波形，降低电机电流的检测误差。由此，在生成不能正确检测到电机电流的范围的情况下，也能抑制力矩控制精度的降低，实现稳定的力矩控制直到高转速、高力矩区域为止。
接着，使用图6和图7，对用于本实施方式的电机驱动装置的电机100的构成进行说明。
图6是表示本发明的一实施方式的电机驱动装置中所使用的电机的构成的横向剖视图。图7是图6的A-A音剖视图。
电机100，备有定子110和在该定子110的内侧可旋转地被支撑的转子130，是表面磁体型的同步电机。EPS电机100，由搭载在车辆中的电池、例如14V电源(12伏类电源)或24伏电源、42伏电源(36伏类电源)、48伏电源供给的电能驱动。
定子110备有层叠硅钢板的磁性体形成的定子铁心112，保持在定子铁心112的槽内的定子线圈114。定子铁心112使用图2如后面所述，是由圆环状的内部(back)铁心、与该内部铁心分离制作然后机械地固定在内部铁心中的多个T字形构成。在多个的T字形中，分别缠绕有定子线圈114。定子线圈114由分布缠绕或集中缠绕的方式缠绕。
如果将定子线圈114分布缠绕，则有利于弱磁场控制，另外，有利于产生磁阻力矩。作为电动动力转向用的电机，电机小型化和降低线圈电阻很重要。通过将定子线圈114集中缠绕，可以缩短定子线圈114的线圈末端的长度。由此，可缩短EPS电机100的旋转轴方向的长度。此外，由于可以缩短定子线圈114的线圈末端的长度，因此可以降低定子线圈114的电阻，控制电机温度上升。另外，由于可以减小线圈电阻，因此可以减小电机的铜损。因此可以减小输入到电机的能量内、由于铜损而消耗的比例，可提高输出力矩相对于输入能量的效率。
电动动力转向用电机如上所述由搭载在车辆中的电源驱动。上述电源输出电压低的情况多。由在电源端子间构成逆变器的开关元件和上述电机及其他电流供给电路的连接机构等效地构成串联电路，在上述电路中各个电路构成元件的端子电压的合计为上述电源的端子间电压，因此，用于将电流供给电机的电机端子电压降低。在这样的状况下，为了确保流入电机的电流，降低电机的铜损非常重要。从这个角度考虑，搭载在车辆中的电源多为50伏以下的低电压类，优选将定子线圈114集中缠绕。特别使用12伏类电源的情况下，非常重要。
另外，动力转向用的电机有的配置于转向立柱附近，有的配置于齿条和齿轮附近，但是均要求小型化。另外需要以小型化的构造固定定子线圈，绕线作业容易也很重要。相对分布缠绕，集中缠绕的线圈作业、线圈固定作业要容易。
定子线圈114的线圈末端被铸模。动力转向用的电机优先将齿槽(cogging)力矩等的力矩变动抑制得很小，有时在安装定子部后将定子内部再次进行切削加工。由于这样的机械加工产生切削碎屑。需要防止该切削碎屑进入定子线圈的线圈末端，优选线圈末端铸模。
定子线圈114由U相、V相、W相三相构成，分别由多个线圈构成。多个线圈，对三相的每一相由设置在图示的左侧的接线连接器116连线。
电动动力转向用的电机要求大力矩。例如在车的运行停止状态或接近运行停止的运转状态中，转向轮(方向盘)快速旋转时，由于操舵车轮与地面之间的摩擦阻力，所以需要上述电机有大力矩。此时，定子线圈被供给大电流。该电流根据条件而异，有时在50安培以上。考虑70安培或150安培的情况。可以安全地供给这样的大电流，另外，为了降低由上述电流引起的发热使用接线连接器116是很重要的。介由上述接线连接器116向定子线圈供给电流可以降低连接电阻，抑制由于铜损引起的电压降。由此可以容易供给大电流。另外，存在伴随逆变元件的动作的电流上升，时间常数变小的效果。
定子铁心112和定子线圈114，由树脂铸模为一体，形成一体构成的定子组件。该形成一体的定子组件压入由铝等金属形成的圆筒状的磁轭150的内侧，并固定。搭载在汽车中的动力转向电机施以各种振动。另外施加来自车轮的冲击。另外在气温变化大的状态下使用。既考虑摄氏零下40度的状态，也考虑温度上升到100度以上。进一步，在电机内必须做到不能进水。为了以这样的条件将定子固定在磁轭150中，在筒状磁轭的至少定子铁心的外周部不设置螺丝孔以外的孔，优选将定子部(组件)压入圆筒金属中。另外，压入后可以再从磁轭的外周进行螺丝固定。优选在压入的基础上施以防止转动。
转子130，备有由层叠硅钢板后的磁性体组成的转子铁心132，通过粘着剂固定在该转子铁心132的表面的多个永磁体的磁体134，由设置在磁体134的外周的非磁性体的磁保护层136。磁体134是稀土类磁体，例如，由钕构成。转子铁心132被固定在轴138上。通过粘着剂在转子铁心132的表面上固定多个磁体134，并且其外周侧通过覆盖磁保护层136防止磁体134飞散。上述磁保护层136由不锈钢(俗称SUS)构成，也可以缠绕带子。但不锈钢制造容易。如上所述，动力转向装置用的电机有利于保持振动或热变化非常大、易破损的永久磁体。另外，按照上述即使破损也能够防止飞散。
在圆筒形状的磁轭150的一方的端部，设有前法兰152F，磁轭150和前法兰152F由螺栓B1固定。另外，在磁轭150的另一方的端部，压入后法兰152R。在前法兰152F和后法兰152R中分别安装轴承154F、154R。由这些轴承154F和154R，旋转自如地支撑轴138和固定在该轴138上的定子110。
在轴138的另一方端部(图示左侧的端部)，旋转变压器转子156R通过螺母N1固定。另外，在后法兰152R中安装有旋转变压器定子156S。旋转变压器定子156S通过将旋转变压器压板156B通过螺丝SC1固定在后法兰152R上而被安装。通过旋转变压器定子156S和旋转变压器转子156R构成旋转变压器156，通过旋转变压器定子156S检测出旋转变压器转子156R的旋转，能够检测出多个磁体134的位置。在后法兰152R的外周，覆盖旋转变压器156，再安装后保持器158。
通过接线连接器116连接的U相、V相、W相的各相中，介由功率电缆162从外部电池供给电能。功率电缆162由金属孔眼164安装在磁轭150中。由旋转变压器定子156S检测出的磁极位置信号通过信号电缆166被取出到外部。信号电缆166通过金属孔眼168安装在后保持器158上。
接着，使用图7，对定子110和转子130的详细构成进行说明。图7表示图6的沿A-A方向的剖视图。另外，与图6同样的符号表示同一部分。
最初，对定子110的构成进行说明。图6所示的定子铁心112是由圆环状的内部铁心112B和与该内部铁心112B分离构成的多个T字形构成。内部铁心112B通过将SUS等的磁性体的薄板冲压成形并冲裁，将其层叠而构成。
在本实施方式中，T字形112T，由分别独立的12个T字形112T(U1+)、112T(U1-)、112T(U2+)、112T(U2-)、，112T(V1+)、112T(V1-)、112T(V2+)、112T(V2-)、112T(W1+)、112T(W1-)、112T(W2+)、112T(W2-)构成。在各个的T字形112T(U1+)，…，112T(W2-)中，以集中缠绕方式缠绕有定子线圈114(U1+)、114(U1-)、114(U2+)、114(U2-)、114(V1+)、114(V1-)、114(V2+)、114(V2-)、114(W1+)、114(W1-)、114(W2+)、114(W2-)。
这里，定子线圈114(U1+)和定子线圈114(U1-)按照流过线圈的电流朝向为相反方向的方式缠绕。定子线圈114(U2+)和定子线圈114(U2-)都按照流过线圈的电流朝向为相反方向的方式缠绕。另外，定子线圈114(U1+)和定子线圈114(U2+)按照流过线圈的电流朝向为同一方向的方式缠绕。定子线圈114(U1-)和定子线圈114(U2-)都按照流过线圈的电流朝向为同一方向的方式缠绕。定子线圈114(V1+)、114(V1-)、114(V2+)、114(V2-)的电流流向的关系，和定子线圈114(W1+)、114(W1-)、114(W2+)、114(W2-)的电流流向的关系也与U相的情况相同。
12个的T字形112T和定子线圈114，因为是同样制作，所以在这里，以T字形112T(U1+)和定子线圈114(U1+)为例，对其安装工序进行说明。定子线圈114(U1+)，是以形成缠绕在T字形112T(U1+)上的形状的方式预先成形的成形线圈。成为该成形线圈的定子线圈114(U1+)与线轴112BO一起形成。线轴112BO和成形的定子线圈114(U1+)的一体物从T字形112T(U1+)的后端侧嵌入。T字形112T(U1+)的前端部，即与转子130面对侧在圆周方向放大，因此线轴112BO和定子线圈114(U1+)在该放大部成为挡块，被固定。在T字形112T(U1+)的后端侧，形成有在内部铁心112B的内周侧形成的凹部112BK和配合形状的凸部112TT。将缠绕了成形后的定子线圈114(U1+)的T字形112T(U1+)的凸部112TT压入内部铁心112B的凹部112BK，使T字形112T(U1+)固定在内部铁心112B中。对于其他的T字形112T(U1-)、…、112T(W2-)，安装定子线圈114(U1-)、…、114(W2-)的工序和将T字形112T(U1-)、…、112T(W2-)固定在内部铁心112B上的工序也相同。
在内部铁心112B中，以固定12个定子线圈114和T字形112T的状态，由热硬化性树脂MR一体铸模成形，构成定子组件。铸模成形后的定子组件的内周面，即为T字形112T(U1-)、…、112T(W2-)的前端部，切削加工与转子130面对的侧，提高定子110的内径正圆度，降低定子110和转子130的间隙偏差。另外，由铸模成形形成一体化，与没有铸模的情况相比，可以使由于对定子线圈114通电所发生的热量的热收缩性好。另外通过铸模，也可以防止定子线圈和T字形的振动。
例如，转子130的转子铁心的外周和定子110的T字形的内周之间的间隙设置为3mm(3000μm)时，由于内部铁心112B的制作误差、T字形112T的制作误差、内部铁心112B和T字形112T压装时的安装误差等，内径正圆度产生±30μm左右。该正圆度相当于间隙的1％(＝30μm/3000μm)，因此由该内径正圆度产生齿槽力矩。但是在铸模形成后，通过切削内径，可以减少基于内径正圆度的齿槽力矩。通过减少齿槽力矩提高转向的操舵感。
该一体成形物的定子组件，压入磁轭150的内侧并固定。此时，在磁轭150的内侧形成多个凸部150T，另外，在内部铁心112B的外周形成多个凹部112BO2，通过二者的系合，可以防止内部铁心112B相对于磁轭150在圆周方向旋转。
另外，定子线圈114(U1+)、114(U1-)、114(U2+)、114(U2-)相对定子110的中心配置在对称位置。即定子线圈114(U1+)和114(U1-)邻接配置，另外，定子线圈114(U2+)和114(U2-)也邻接配置。进一步，定子线圈114(U1+)、114(U1-)和定子线圈114(U2+)、114(U2-)相对定子110的中心，线对称配置。即相对于通过轴138的中心的虚线C-C，定子线圈114(U1+)和定子线圈114(U2+)线对称配置，另外，定子线圈114(U1-)、114(U1+)也线对称配置。
同样定子线圈114(V1+)、114(V1-)、114(V2+)、114(V2-)也同样线对称配置，定子线圈114(W1+)、114(W1-)、114(W2+)、114(W2-)也线对称配置。
另外，同相邻接的定子线圈114，用1条线连续缠绕。即定子线圈114(U1+)和114(U1-)用1条线成形，构成两个缠绕线圈，分别插入T字形，形成缠绕在T字形上的构成。定子线圈114(U2+)和114(U2-)也由1条线连续缠绕。定子线圈114(V1+)和114(V1-)、定子线圈114(V2+)和114(V2-)、定子线圈114(W1+)和114(W1-)、定子线圈114(W2+)和114(W2-)也分别用1条线连续缠绕。
通过这样的线对称配置和邻接的两个相同的线圈用1条线缠绕，在各相之间、另外将异相用连线连接器连线时，可以简化连线连接器的构成。
接着，对转子130的构成进行说明。转子130备有由磁性体构成的转子铁心132、通过粘着剂固定在该转子铁心132的表面的10个磁体134(134A、134B、134C、134D、134E、134F、134G、134H、134I、134J)和设置在磁体134外周的磁保护层136。转子铁心132固定在轴138上。
磁体134将其表面侧(与定子的T字形112T相对侧)作为N极时，其里面侧(与转子铁心132粘接侧)为S极的方式，在半径方向磁化。另外，磁体134也是其表面侧(与定子的T字形112T相对侧)作为S极时，其里面侧(与转子铁心132粘接侧)为S极的方式，在半径方向磁化的磁体。而且，邻接的磁体134按照被磁化的极性在圆周上交替的方式被磁化。例如，磁体134A的表面侧磁化为N极时，邻接的磁体134B、134J的表面侧磁化为S极。即在磁体134A、134C、134E、134G、134I的表面侧磁化为N极的情况下，磁体134B、134D、134F、134H、134J的表面侧磁化为S极。
另外，磁体134，每个剖面形状为半圆锥体的形状。所谓半圆锥体，是在圆周方向左右半径方向厚度比中央的半径方向的厚度薄的构造。通过做成这样的半圆锥体形状，将磁力线分布做成正弦波状，通过外加正弦波电压所产生的感应电压波形可以为正弦波状，降低脉动量。通过减小脉动量，可以提高转向的操舵感。另外，环形状的磁性体磁化构成磁体时，也可以通过控制磁化力，磁力线分布为类似正弦波状。
在转子铁心132中，在同心圆上形成大直径的10个贯通孔132H和在其周围出现的小直径的5个凹坑132K。转子铁心132通过将SUS等磁性体薄板冲压成形并冲裁再将其层叠而构成。凹坑132K在冲压成形时通过铆接薄板而形成。在多个薄板层叠时，该凹坑132K互相嵌合进行定位。贯通孔132H用于降低惯性，通过该贯通孔132H孔提高转子的平衡。在磁体134的外周侧，由磁保护层136覆盖，防止磁体134飞散。另外，内部铁心112B和转子铁心132由同一薄板同时冲压冲裁而成形。
如以上说明，本实施方式的转子130备有10个磁体134，是10极。另外，如上所述，T字形112T为12个，形成在邻接的T字形之间的槽数为12个。即本实施方式的EPS电机为10极12槽的表面磁体型同步电机。另外，并不局限于10极12槽，也可以使用8极9槽或10极9槽的电机。
接着，使用图8，使用本发明其他的实施方式的电机驱动装置作为电动调节器的电动动力转向装置的构成进行说明。
图8是表示使用本发明其他实施方式的电机驱动装置作为电动调节器的电动动力转向装置的构成框图。另外，与图1相同的符号表示同一部分。
与图1所示的实施方式不同点在于将电机电流的电流检测器15、16按照检测流入逆变电路1的U相和V相的输出线(无刷DC电机100的电机子线圈U、V)的电流的方式配置，使用检测出的U相和V相的电机电流值由电流修正机构54通过运算求得W相的电机电流值。在控制器3A中，电流修正机构53A与图1的电流修正机构53同样，被用于电流修正，但根据由电流检测电路5检测出的电机电流检测值IUs、IVs、直流电流检测值IPs以及由旋转位置检测电流6检测出的角度位置Ps，比较各个电机电流检测值IUs、IVs和直流电流检测值IPs，作为多个电流检测器的检测误差水平进行检知，对按照检测误差水平的电机电流检测值IUs、IVs、IWs进行修正，输出修正后的电机电流值IP(IU、IV、IW)。
将电流检测器15、16安装在无刷DC电机100的电机子线圈U、V中，与安装在电机子线圈U、V、W任两相中相同。优选在3相的各相中安装电流检测器，但是，如果适用电机电流的IU+IV+IW＝0的关系，则电流修正机构53A使用检测出的两相电机电流值(IU、IV)，通过运算求得第三相的电机电流值(IW)。根据上述构成可以降低部件点数、制造成本。
在本实施方式中，即使电流检测器是两个，也能检测连续的电机电流(逆变电路1中进行开关，但是由于电机的电感影响，电流连续流动)，因此，在电角度360的区间可以稳定地检测电流。在一个电流检测器异常的情况下，例如，U相电流检测器一个异常的情况下，在使用图1所示的3个N分流器的构成中，相当于两个电流检测器异常的情况(表2)，V相电机电流检测值IVs可以在电角度360度的区间、检测到通常正确的V相电机电流检测值IVt。如果与(表2)相比，在区间IC1、IC2、IC6中可表示为IV＝IVt。这里，在V相电流检测器也异常的情况下，与图1的构成时同样，由运算求得。另外，在电流检测器的异常判断中，可与图1构成相同的算法进行判断，但是也可以不考虑在电机旋转中的检测误差IVε等。
如以上所述，根据本实施方式，可以不根据电机输出的大小保证电流的检测精度，由于可持续力矩控制性，因此不根据方向盘操作的状态，可以维持电动动力转向装置的响应性(操作性)。
接着，使用图9和图10，对本发明的其他的实施方式的电机驱动装置的控制器3B的构成进行说明。另外，采用搭载本实施方式的控制器的电机驱动装置作为电动调节器的电动动力转向装置的构成，与图1所示的构成相同。
图9是表示本发明其他实施方式的电机驱动装置的控制器的构成的框图。图10是本发明的其他实施方式的电机驱动装置的控制器中所使用的波形控制机构的动作说明图。另外，与图1相同的符号表示同一部分。
在本实施方式中，与图1的不同点在于电流控制器32B和波形控制机构51B。电流控制机构32B与图1的电流控制器32相同，但是其输出信号不是电压指令(Vod、Voq)，是电流值(Id、Iq)。电流控制器32B的输出被输入到波形控制机构51B中。
波形控制机构51B是备有用于控制外加电压波形的电流指令—电压指令变换函数，将电压饱和度作为电源电压Ed的系数预先包含在电流指令—电压指令变换函数中的机构。波形控制机构51B，介由电流指令—电压指令变换函数将电流值(Id、Iq)变换为电压指令(Vod、Voq)，从d-q轴(两相)变换为U、V、W(三相)，输出PWM调制波Wv。电流指令—电压指令变换函数d轴和q轴分别具有函数，将基波成分和其奇数高次谐波成分(各个成分的大小作为Vd、Vq)作为外加电压波形的参数，使用转子磁极位置θ(角度位置Ps)生成电压指令(Vod、Voq)的瞬时指令。
这里，使用图10对q轴电压指令Vq的求法进行说明。Q轴电压指令Vq由1次、3次、5次的q轴电压指令Vq(1)、Vq(3)、Vq(5)，由下式(1)求得。
Vq＝(a1·Vq(1)+a2·Vq(2)+a3·Vq(3))×(Ed/12)…(1)这里，各次的q轴电压指令Vq(n)(n＝1、3、5)根据电机电阻Rm和自电流控制器32B输入的q轴电流Iq，作为Vq(n)＝Iq×Rm求得。另外，各个系数a1、a2、a3是图10中表示的系数a1、a2、a3，是作为对电流Iq的函数付与的系数。这样，根据电流Iq，改变叠加奇数的高次谐波的比例同时，可通过乘以对电池B的电压Ed的标准状态的电池电压(这里，12V)的比例(Ed/12)，根据电压饱和度，控制波形。
另外，电流指令—电压指令变换函数作为计算公式或表也没有问题，将d轴函数与q轴函数共用，可以简化，也可以根据电流值Id和Iq的大小之比和电压指令Voq求得电压指令Vod。另外，虽然表示了d-q轴中的电流指令—电压指令变换函数，但是，也可以在从d-q轴(两相)向U、V、W(三相)变换后，作为控制外加电压波形的变换函数。
另外，在图9的实施方式中，虽然备有控制对波形控制机构51B的电压指令生成部的外加电压波形的电流指令—电压指令变换函数，但为了边控制外加电压波形，边提高瞬间力矩的响应性，也可以在电流指令器中备有用于波形控制的函数。在电流指令器31中备有波形控制器用的函数的情况下，在电流指令值(Ioq、Iod)中将高次谐波指令量(由转子磁极位置θ的函数控制波形用的高次谐波成分的指令值)叠加在电流指令值(Iod、Ioq)中，做到通过控制直接电流波形而提高瞬时力矩的响应性。此时的高次谐波指令量也可以作为来自基波的波形失真量。即在力矩电流指令(q轴电流指令)和励磁电流指令(d轴电流指令)中，通过根据转子磁极位置θ控制的矢量控制控制电机电流，可进行稳定的力矩控制直到高转速、高力矩区域为止。
根据以上所说明的各个实施方式，可提供一种不进行驱动波形切换，通过PWM调制可进行连续的波形控制的电机驱动控制装置，在急加减速的电动调节器的动作区域内，进行稳定力矩控制直到高转速、高力矩区域为止。进一步，从根据驾驶者的方向盘操作输出力矩平滑的正弦波驱动，到可得到更大输出力矩的矩形波驱动，可进行连续的助推器的力矩控制，可操作感流畅地实现跟踪性优良的电动动力转向装置。
接着，使用图11，对使用本发明的各实施方式的电机驱动装置作为电动调节器的电动制动装置的构成进行说明。
图11是表示使用本发明的各实施方式的电机驱动装置作为电动调节器的电动制动装置的构成的剖视图。另外，与图1相同的符号表示同一部分。
电动制动装置，由作为支撑体的臂301支撑车轴302。车轴302中备有盘形转子303。另一方面，盘形转子303安置在其两侧，通过被在轴方向可移动的制动块307夹持按压，对车轴302产生制动力。
电机100由备有定子线圈的定子铁心110和永久磁体134之间的电磁作用，使作为电机旋转部的转子130产生旋转力矩。该旋转力矩介由旋转-直动变换机构305给予活塞308推进力。由支撑机构309、311被可移动地支撑的活塞308，通过从盘形转子303的两侧介由制动器307按压夹持，产生制动力。爪部306、卡规(caliber)主体304通过支撑对被可移动地支撑。
操作量指示器203A，对控制器3输出根据制动踏板的踏入速度、车速等的力矩指令。控制器3根据输入的力矩指令，对逆变电路1输出正弦波或正弦波+奇数高次谐波的PWM调制信号，驱动电机100。此时，控制器3根据电池电压Ed的电压饱和度，连续地控制PWM调制波形。另外，控制器3根据由旋转位置检测电路6检测出的磁体位置，进行波形控制。
通过将以上的电机100和控制器3适用在电动制动装置中，可以不切换驱动波形，由PWM调制实现连续的波形控制，实现稳定的波形控制直到高转速、高力矩区域为止。
权利要求
1.一种电机驱动装置，其具有3相交流驱动的电机；基于电池电压驱动该电机的逆变器；检测流入该逆变器中的直流电流的第1电流检测器；检测流入所述电机的电机电流的多个第2电流检测器；基于所述第1和/或第2电流检测器所检测出的电流值驱动控制所述逆变器，边控制所述电机的力矩、边驱动电机的控制器，其特征在于，所述控制器，将所述逆变器的驱动波形，作为叠加奇数高次谐波后的波形，并且基于所述电池电压使叠加该高次谐波的比例连续地变化，所述正弦波为由PWM载波调制的调制波的基波。
2.根据权利要求1所述的电机驱动装置，其特征在于，所述控制器备有电压饱和度检知单元，其基于所述电池电压检知所述逆变器的输出电压的饱和度，和波形控制单元，其将所述逆变器的驱动波形作为在正弦波中叠加了奇数高次谐波之后的波形，且按照所述电压饱和度检知单元所检知的电压饱和度，使叠加该高次谐波的比例连续地变化，所述正弦波为由PWM载波调制的调制波的基波。
3.根据权利要求1所述的电机驱动装置，其特征在于，所述控制器备有波形控制单元，该波形控制单元对基于力矩指令值求得的电流指令值和根据所述第1和/或第2电流检测器检测出的电流值求得的电流指令值，以叠加作为基波的正弦波和奇数高次谐波的比例以及所述电池的电压为参数，求得电压指令值，将所述逆变器的驱动波形作为在正弦波中叠加了奇数高次谐波之后的波形，所述正弦波为由PWM载波调制的调制波的基波。
4.根据权利要求1所述的电机驱动装置，其特征在于，备有检测所述电机的转子的旋转位置的旋转位置检测器，所述控制器根据力矩电流指令(q轴电流指令)和励磁电流指令(d轴电流指令)的矢量控制控制电机电流，并且进一步基于由所述旋转位置检测器检测出的转子的旋转位置，控制所述电机电流。
5.根据权利要求1所述的电机驱动装置，其特征在于，所述控制器备有电流修正单元，其比较由所述第1电流检测器检测出的直流电流值和由所述第2电流检测器检测出的电机电流值，检知所述电流检测器的检测误差水平，在3相电机电流值内，某一相的电机电流值的检测误差范围比规定的电角度小时，使用另外两相的电机电流求得存在误差的相的电机电流值。
6.根据权利要求5所述的电机驱动装置，其特征在于，所述电流修正单元，进一步在3相电机电流值内，在至少1相的电机电流值的检测误差范围比规定的电角度大时，使用另一相的电机电流和所述直流电流值，推测存在误差的相的电机电流值。
7.根据权利要求5所述的电机驱动装置，其特征在于，所述波形控制单元，在检知到同时所有的电机电流值处于检测困难的范围的检测误差水平的情况下，将驱动波形设为120度的矩形波。
8.根据权利要求5所述的电机驱动装置，其特征在于，所述电流修正单元，将以所述直流电流值的分辨率为与所述电机电流值的分辩率相等以上的分辨率的直流电流值作为输入，将检测到所述直流电流值的值的PWM周期内的峰值作为直流电流瞬时值保持，以电机的电角度60度的间隔，比较所述直流电流瞬时值和所述电机电流值，进行检测误差水平的检知。
9.一种电机驱动装置，其具有3相交流驱动的电机；基于电池电压驱动该电机的逆变器；检测流入该逆变器的直流电流的第1电流检测器；检测流入所述电机中的电机电流的多个第2电流检测器；和基于所述第1和/或第2电流检测器检测到的电流值，驱动控制所述逆变器，边控制所述电机的力矩、边驱动电机的控制器，其特征在于，所述控制器备有电流修正单元，该电流修正单元比较由所述第1电流检测器检测到的直流电流值和由所述第2电流检测器检测到的电机电流值，检知所述电流检测器的检测误差水平，在3相电机电流值内，某一相的电机电流值的检测误差范围比规定的电角度小时，使用其他的两相的电机电流，求得存在误差的相的电机电流值。
10.一种电动调节器，其具有3相交流驱动的电机；基于电池电压驱动该电机的逆变器；检测流入该逆变器的直流电流的第1电流检测器；检测流入所述电机中的电机电流的多个第2电流检测器；基于所述第1和/或第2电流检测器检测到的电流值驱动控制所述逆变器，边控制所述电机的力矩、边驱动电机的控制器；和将所述电机的驱动力矩传递到被驱动部件的力矩传递器，其特征在于，所述控制器将所述逆变器的驱动波形作为在正弦波中叠加奇数高次谐波后的波形，并且基于所述电池的电压使叠加该高次谐波的比例连续地变化，所述正弦波为由PWM载波调制的调制波的基波。
11.一种电动动力转向装置，其特征在于，备有权利要求10所述的电动调节器。
全文摘要
控制器(3)备有基于电池电压(Ed)检知逆变器(1)的输出电压的饱和度(Wo)的电压饱和度检知机构(52)；将逆变器(1)的驱动波形，作为在成为由PWM载波调制的调制波的基波的正弦波中叠加奇数高次谐波后的波形，且根据由电压饱和度检知机构(52)检知的电压饱和度(Wo)，使叠加该高次谐波的比例连续地变化的波形控制机构(51)。由此，控制器(3)可以使逆变器(1)的驱动波形连续地变化。由此，本发明提供一种在急加减速的调节器的动作区域中，可进行连续的力矩控制直到高转速、高力矩区域为止的电机驱动装置、电动调节器和电动动力转向装置。
文档编号H02P6/10GK1716753SQ200510079200
公开日2006年1月4日 申请日期2005年6月30日 优先权日2004年6月30日
发明者安岛俊幸, 宫崎英树, 金子悟, 高宗裕一郎 申请人:株式会社日立制作所