专利名称：电动机控制装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种电动机的控制装置，特别是涉及即便发生了在多相电动机的一相内没有电流流过的状态下，也能够继续运转，例如用于电动动力转向装置的、优选的电动机的控制装置。
背景技术：
作为已有装置的一个例子，例如有特开2002-27779号公报(称为专利文献1)所公开的例子。在该专利文献1中所记载的是这样一种结构，如其图1所示，在多相马达的中性点和转换开关的负极母线之间具有第2电源，即便在因马达或转换开关的1相发生断线而出现异常时，也能够输出马达转矩，从而能够减小转矩脉动。
作为另一个已有例子，如特开平10-181617号公报(称为专利文献2)所示，在多相马达的中性点和转换开关的负极母线之间不具有第2电源，即便在因马达或转换开关的1相发生断线而出现异常时，也能够将驱动电流的大小减小到比正常时小来对应，从而输出比正常时小的马达转矩。
作为再一个已有例子，如特开2003-26020号公报(称为专利文献3)所示，在多相马达的中性点和转换开关的负极母线之间不具有第2电源，即便在因马达或转换开关的1相发生断线而出现异常时，也能够通过继续执行普通的控制方法，从而输出马达转矩。作为普通的控制方法，dp控制是最常用的。
专利文献1特开2002-27779号公报专利文献2特开平10-181617号公报专利文献3特开2003-26020号公报
发明内容
但是，在所述专利文献1那样的装置中，除了用于向电动机供电的普通的电源之外，还需要在电动机的中性点和转换开关的负极母线之间设置第二电源，因而存在费用高的问题。
另外，在位于多相马达的中性点和转换开关的负极母线之间不具有第二电源的装置中，因在3相交流马达或转换开关的1相发生断线而出现异常时，会存在以下问题。
即，在这种异常的情况下，存在以下问题无论执行哪种控制，其马达转矩都存在必变为零的马达旋转角度，转矩脉动变大，于是，在马达转矩变为零的旋转角附近，当马达旋转角速度变为零从而电动机停止旋转，则只要不从外部施加力使其旋转，就不产生马达转矩。因此，难于接近正常时的马达操作在所述专利文献2的装置中，以3相以上的无刷马达为对象，当因马达或转换开关的1相发生断线而出现异常时，在4相以上的情况下，仅仅是马达转矩的振动变大，但在3相的情况下，如上所述，由于存在不可能产生马达转矩的马达旋转角，因此，该装置并不适合于3相无刷马达。另外，虽然针对异常减小驱动电流来对应，但控制方式并不改变。
另外，如专利文献3所述，因3相交流马达或转换开关的1相发生断线而出现异常时，若使用普通的控制方式，则正常的2相电压如后述本申请图6(a)所示，成为相位象普通时一样被移相120度的波形。为了得到原本必要的正常2相端子间电压，就必须要施加额外的电压，从而不能有效使用电源电压。
另外，根据电源电压的大小而得到的上限值很容易被达到，因此很容易发生不能得到必要的端子间电压的现象。
进而，在发生该异常时，若执行普通的dq控制，由于变为后述的本申请图7(b)所示的马达转矩形状，因此，没有改善上述段落编号 中所述的问题，马达转矩变大，发生了持续不产生马达转矩的期间的现象，因而难于接近正常时的马达操作。为此，在具有这种控制方式的电动动力转向装置中，存在驾驶者不舒服感大的问题。
本发明是鉴于上述已有装置的缺点而作出的，其目的在于提供一种电动机的控制装置，即，即便在电动机或转换开关的1相内由于断线等而发生了电流不流动的异常的情况下，也能使适于该异常的电流在电动机内流动，从而继续输出马达转矩的电动机的控制装置。
另外，本发明的目的在于提供一种电动机的控制装置，即，即便在电动机或转换开关的1相内由于断线等而发生了电流不流动的异常的情况下，也能有效地产生必要的正常2相端子间电压的电动机的控制装置。
另外，本发明的目的在于提供一种电动机的控制装置，即，即便在电动机或转换开关的1相内由于断线等而发生了电流不流动的异常的情况下，也能够指定各相的目标电流的形状，指定电动机输出的马达转矩的形状的电动机的控制装置。
另外，本发明的目的在于提供一种电动机的控制装置，即，即便在电动机或转换开关的1相内由于断线等而发生了电流不流动的异常的情况下，也能够将电动机产生的转矩的转矩脉动减小，抑制在电动机内不产生马达转矩的期间持续的现象。
另外，本发明的目的还在于提供一种电动机的控制装置，即作为用于电动动力转向装置的驱动用的3相无刷马达的控制装置优选的电动机的控制装置。
(1)本发明的电动机控制装置具有马达旋转角度检测单元，用于计算电动机的旋转角；电流检测电路，用于计算流过所述电动机的各相的电流；电流控制单元，根据与电动机发生的转矩的目标值相当的目标q轴电流、来自所述电流检测电路和马达旋转角度检测单元的各相的检测电流、以及马达旋转角度，来决定多相电压指令；开关元件驱动电路，对来自该电流控制单元的多相电压指令执行PWM调制，并对转换开关指示开关操作；以及，转换开关，接受来自该开关元件驱动电路的开关操作信号，对所述电动机的各相施加电压，从而使电流流过，其特征在于，
所述电流控制单元具有正常时使用的正常时电流控制单元；异常时使用的异常时电流控制单元；检测电动机或转换开关的异常状态的异常判定单元；以及根据来自所述异常判定单元的指令来选择所述正常时电流控制单元或异常时电流控制单元之一的切换单元，在所述电动机或转换开关的1相内发生了异常的情况下，利用所述切换单元来选择异常时电流控制单元，并将该异常时电流控制单元产生的异常时多相电压指令设定为对于所述开关元件驱动电路的多相电压指令。
(2)本发明的电动机控制装置，在所述(1)的电动机控制装置中，所述异常时电流控制单元为了满足发生了异常的相以外的正常各相的电压指令之和为零的平衡条件，而产生各相的电压指令，并将它们作为异常时多相电压指令进行输出。
(3)本发明的电动机控制装置，在所述(1)的电动机控制装置中，所述异常时电流控制单元具有目标相电流整流单元，为满足发生了异常的相以外的正常各相的目标电流之和为零的平衡条件，根据与马达转矩的目标值相当的目标q轴电流和马达旋转角度，计算各相的目标电流，并输出为多相目标电流；以及，控制器，根据正常各相的目标电流和来自所述电流检测电路的各相检测电流，产生所述异常时多相电压指令；利用所述目标相电流整流单元，独立指定各相的目标电流，从而独立控制电动机各相电流。
(4)本发明的电动机控制装置，在所述(1)的电动机控制装置中，所述异常时电流控制单元具有目标相电流整流单元，为满足发生了异常的相之外的正常的各相目标电流之和为零的平衡条件，根据与马达转矩的目标值相当的目标q轴电流以及马达旋转角度，来计算各相的目标电流，并输出为多相目标电流；二相变换单元，根据马达旋转角度对所述多相目标电流执行二相变换，从而产生整流d轴目标电流和整流q轴目标电流；以及dq控制单元，根据来自所述二相变换单元的整流d轴目标电流以及整流q轴目标电流、来自所述电流检测电路的各相检测电流、以及马达旋转角度来执行dq控制，从而产生多相电压指令，其中，利用所述目标相电流整流单元，独立指令各相的目标电流，利用所述dq控制单元，执行将所述整流d轴目标电流、整流q轴目标电流设为d轴电流、q轴电流的目标信号的dq控制。
(5)本发明的电动机控制装置，在所述(1)的电动机控制装置中，所述异常时电流控制单元具有dq控制单元，根据来自与马达转矩的目标值相当的目标q轴电流、来自电流检测电路的各相检测电流、以及马达旋转角度来执行dq控制，从而产生各相电压指令；目标相电流整流单元，为满足发生了异常的相以外的正常的各相目标电流之和为零的平衡条件，根据与马达转矩的目标值相当的目标q轴电流和马达旋转角度，来计算各相的目标电流，并作为多相目标电流进行输出；以及电压整流单元，它具有二相变换单元，根据马达旋转角度对多相目标电流执行二相变换，产生整流d轴目标电流和整流q轴目标电流；以及，从所述整流d轴目标电流和整流q轴目标电流中减去目标d轴电流和目标q轴电流，并根据该减法值来产生d轴电压指令和q轴电压指令，然后根据该d轴电压指令、q轴电压指令、马达旋转角度，来产生各相电压整流信号的单元；对所述dq控制单元的各相电压指令和所述电压整流单元的各相电压整流信号进行相加，输出多相电压指令。
根据本发明的电动机控制装置，即便在电动机或转换开关的1相内由于断线等而产生了没有电流流过这样异常情况下，也能够使适应该异常的电流流过电动机，从而继续输出马达转矩。
另外，根据本发明的电动机控制装置，即便在电动机或转换开关的1相内由于断线等而产生了没有电流流过这样异常情况下，也能够更有效地产生必要的正常2相端子间电压。
另外，根据本发明的电动机控制装置，即便在电动机或转换开关的1相内由于断线等而产生了没有电流流过的异常情况下，也能够指定各相的目标电流的形状，指定由电动机输出的马达转矩的形状。
另外，根据本发明的电动机控制装置，即便在电动机或转换开关的1相内由于断线等而产生了没有电流流过的异常情况下，也能够将电动机产生的转矩的转矩脉动变小，抑制电动机内不产生马达转矩的期间持续的现象。
另外，根据本发明的电动机控制装置，能够得到一种作为适用于驱动电动动力转向装置所用的3相无刷马达的控制装置优选的电动机的控制装置
图1是表示根据本发明实施方式1的电动机控制装置的整体结构的概略框图。
图2是表示本发明实施方式1的电流控制单元的结构框图。
图3是表示本发明实施方式1的异常时电流控制单元的控制框线图。
图4是表示本发明实施方式1的目标相电流整流单元的结构的一个例子框图。
图5是表示本发明实施方式1的单位目标相电流和马达转矩波形的一个例图。
图6是已有的dq控制和本发明实施方式1的控制方式的相电压比较图。
图7是使用了正弦波驱动的普通的dq控制中的、1线断线异常时的相电流和马达转矩的波形图。
图8是表示本发明实施方式1的单位目标相电流的形状的一个例图。
图9是表示根据本发明实施方式2的异常时电流单元的控制框线图。
图10是表示根据本发明实施方式3的单位目标相电流和马达转矩波形的一个例图。
图11是表示根据本发明实施方式4的单位目标相电流和马达转矩波形的一个例图。
图12是表示根据本发明实施方式5的单位目标相电流和马达转矩波形的一个例图。
图13是表示根据本发明实施方式6的异常时电流控制单元的控制框线图。
图14是表示根据本发明实施方式7的异常时电流控制单元的控制框线图。
图15是根据本发明实施方式8的电动动力转向装置的概略结构图。
图16是表示本发明实施方式8的控制单元的结构框图。
图17是表示本发明所使用的正常时电流控制单元的一个例子的控制框线图。
图18是用于说明发生由于马达旋转角度的检测误差所引起的反向转矩的说明图。
图19是表示根据本发明实施方式9的、表示单位目标相电流和马达旋转角度(检测值)关系的波形的一个例图。
图20是表示根据本发明实施方式10的异常时电流控制单元的控制框线图。
图21是表示根据本发明实施方式11的异常时电流控制单元的控制框线图。
具体实施例方式
实施方式1根据附图来说明本发明的实施方式1在以下说明中，以应用于3相无刷马达的情况为例来说明本发明，但是，本发明也可应用于由多相交流来旋转驱动的电动机。
图1是表示根据本发明实施方式1的电动机控制装置的全部结构的概略框图。
在图1中，10是电动机控制装置，使用该电动机控制装置来控制具有U、V、W相3相绕组的无刷马达(以下称为马达)5。
电动机控制装置10接受来自用于检测马达5的旋转角的马达角度传感器6的信号，利用马达旋转角度检测电路21来计算马达的旋转角。另外，利用电流检测电路22计算流过马达各相的电流。
电流控制单元23如后所述，根据与马达转矩的目标值相当的马达驱动电流指令(以下称为目标q轴电流)、马达各相的检测电流、马达旋转角度，来决定3相电压指令。FET驱动电路24对该3相电压指令执行PWM调制，并向转换开关25指示执行FET驱动。转换开关25接收FET驱动信号，实现斩波(チヨツパ)控制，根据由电源提供的电力使电流流过马达的各相。由于流过各相的电流而产生了马达转矩。
接下来，使用图2来说明所述电流控制单元23。
电流控制单元23如图2所示，具有执行正常时使用的普通控制方式的正常时电流控制单元31、异常时使用的异常时电流控制单元30、异常判定单元32、以及切换单元33，可对这两个控制单元执行切换。
异常判定单元32根据由所述电流检测电路22提供的3相检测电流，在任何一个检测电流其停留在零的时间长度到达事先预定值时，判定为该相是没有电流流过的异常状态，之后，为了通知异常的有无以及异常的相，将异常判定信号提供给异常时电流控制单元30以及切换单元33。
异常时电流控制单元30接受来自异常判定单元32的异常判定信号，在正常时停止功能，在异常相为U、V、W的某一相的情况下，执行与该异常相对应的控制。在异常相有2相以上的情况下，停止功能，且不执行输出。
切换单元33接受来自异常判定单元32的异常判定信号，在检测出正常时的信号的情况下，输出从正常时电流控制单元31接受的3相正常时电压指令作为3相电压指令，在检测出异常时的信号的情况下，输出从异常时电流控制单元30接受的3相异常时电压指令作为3相电压指令。
正常时电流控制单元31例如如图17的框线图31a那样被构成，在正常时执行普通的dq控制，实现产生平滑的马达转矩。
以下，就图17所示的正常时电流控制单元31a的dq控制进行说明。二相变换单元136根据马达旋转角度，对由电流检测电路得到的U、V、W相的检测电流执行二相变换，之后输出q轴电流Iq和d轴电流Id。减法器133和减法器134分别从目标q轴电流Iqr和目标d轴电流Idr中减去q轴电流Iq和d轴电流Id，提供给q轴控制器132以及d轴控制器131。
之后，由PI控制等构成的q轴控制器132和d轴控制器131分别将q轴电压指令和d轴电压指令提供给三相变换单元135。
三相变换单元135根据马达旋转角度，对q轴电压指令和d轴电压指令执行三相变换，产生U、V、W相电压指令。按照这种方法，dq控制以将与马达转矩的目标值相当的目标q轴电流和目标d轴电流实现为实际电流的方式进行控制。
接下来，就在马达和转换开关的1相内产生了异常的情况，例如是马达的U相或转换开关的U相产生了断线等异常，从而发生没有电流流过U相的状态的情况进行说明。
在产生了这种异常的情况下，在图2中，异常判定单元32将“U相是异常的”这一异常判定信号提供给异常时电流控制单元30以及切换单元33。
由此，异常时电流控制单元30开始工作，3相异常时电压指令经由切换单元33作为3相电压指令提供给FET驱动电路24。异常时电流控制单元30为了执行考虑到已经出现了异常的相的电流控制，而执行图3所示的控制方式。
以下，使用图3、图4来说明异常时电流控制单元30的控制动作。
图3是U相异常的情况下，异常时电流控制单元30a的控制框线图。以下将该控制方式称为“开放相假定三相独立控制”。
基于图3所示的异常时电流控制单元30a的控制方式是根据马达旋转角度和马达旋转角速度，将与马达转矩的目标值相当的目标q轴电流转换为流过正常的各相的目标相电流。此时，考虑U相内没有电流流过，U相目标电流设为0，另外，计算V相目标电流Iv*和W相目标电流Iw*，以使得满足V相和W相彼此符号相反而其绝对值相等(Iw*＝-Iv*)的关系(即，满足发生了异常的相之外的正常的各相的目标电流和为零的平衡条件)。
在图3中，目标相电流整流单元50(将在后文详细说明)根据目标q轴电流、马达旋转角度、以及由微分单元51对马达旋转角度执行近似微分而得到的马达旋转角速度，来产生V相目标电流，并其提供给符号反转器52。符号反转器52对V相目标电流乘以-1，从而计算出W相目标电流。减法器44、45、46分别从U、V、W相目标电流中减去在电流检测电路22中得到的U、V、W相检测电流，并提供给由PI控制等构成的U、V、W相控制器41、42、43。之后，各相分别具有的U、V、W相控制器41、42、43分别将U、V、W相电压指令提供给FET驱动电路24，并分别独立控制各相，实现在目标相电流整流单元50中得到的目标电流。
目标相电流整流单元50例如是图4所示的结构。
单位目标相电流发生单元71根据目标q轴电流、马达旋转角度、以及由微分单元51对马达旋转角度执行近似微分而得到的马达旋转角速度，来决定单位目标相电流(以下也称为可变增益)。乘法单元72将目标q轴电流与单位目标相电流相乘，计算出V相目标电流。该单位目标相电流意味着目标q轴电流的大小为1时的V相目标电流。
在单位目标相电流发生单元71中，目标q轴电流、马达旋转角度、以及对应于马达旋转角速度的单位目标相电流的之间关系是例如图5所示的关系。将图5所示的单位目标相电流的生成方式称为转矩方向对应驱动方式。
这种方式根据与例如转矩的目标值相当的目标q轴电流的方向，来切换马达旋转角度与单位目标相电流的关系，在目标q轴电流为正时，使用图5(a)的关系，在目标q轴电流为负时，使用图5(b)的关系，来计算出单位目标相电流。横轴的马达旋转角度是马达的电角度的标度(スク一ル)。
若为实现这种目标相电流而执行电流控制，则马达转矩根据目标q轴电流的方向而变为图5(c)、(d)的形状。作为3相电流的普通形状是正弦波或矩形波，但图5(a)(b)所示的形状与这些形状是完全不同的。
进而，在计算该单位目标相电流中，尽管没有使用马达旋转角速度，但是在后述的实施方式4中，将对使用了马达旋转角速度的例子进行说明。
另外，图5所示的单位目标相电流根据目标q轴电流的方向来切换单位目标相电流，但是，也可以使用马达转矩检测信号来代替目标q轴电流。
这里，对计算马达转矩检测信号的单元进行说明。通过利用图中未图示的2相变换单元对在电流检测电路22中得到的U、V、W相的检测电流执行2相变换，计算d轴电流、q轴电流，之后，对q轴电流乘以转矩常数而得到。
能够用马达检测信号来代替目标q轴电流的理由是因为由于目标q轴电流与马达转矩的目标值相当，因此，检测马达转矩所得到的马达转矩检测信号与目标q轴电流存在相关关系。
图3图示了U相发生异常的情况下，开放相假定三相独立控制的控制框线图，但是，在V、W相发生了异常的情况下，也可以将同样的开放相假定三相独立控制安装到异常时电流控制单元30a内，从而根据产生了异常的相来执行切换。
这样在马达或转换开关的1相内发生了异常的情况下，通过代替正常时电流控制单元利用异常时电流控制单元来继续电流控制，从而能够继续从马达输出马达转矩。
另外，根据本发明的实施方式1的控制装置，具有以下效果。
我们考虑，在U相断线异常时，电流以V相和W相的各电流彼此是符号相反且其绝对值相等的关系(Iv＝-Iw)流过，由于以满足V相和W相彼此是符号相反且其绝对值相等的关系的方式生成V相、W相目标电流，因此，V相、W相的目标电流与检测电流的差也存在同样的关系。由于V相控制器和W相控制器通常使用同一个控制器，因此，作为其输出的V相电压指令和W相电压指令也能够以相同的关系进行输出。因此，能够以必要的最低限的电压提供V相、W相间的电位差，且是有效的。
与此相反，若使用已有的dq控制，则由于不满足在V相电压指令和W相电压指令中彼此符号相反而其绝对值相等的关系，因而有必要在提供V相、W相间的电位差时，向V相端子、W相端子施加额外的电压。
例如，在以往的dq控制中，为了得到1V的VW端子间电压，会有将V相电压设为2V而将W相电压设为1V的状况，但是，在本发明的开放相假定三相独立控制中，将V相电压设为0.5V，将W相电压设为-0.5V。
在图6中，就已有的dq控制以及本发明实施方式1的开放相假定三相独立控制而言，比较利用正弦波驱动产生相同大小的VW端子间电压时所必需的V、W的电压。
图6(a)所示的已有的dq控制的最大电压，比图6(b)所示的开放相假定三相独立控制的最大电压大15％。这样，由于dq控制的电压比开放相假定三相独立控制的电压大得多，因此，容易到达由于电源电压的大小所引起的上限值，从而容易产生得不到必要的端子间电压的现象。
另一方面，本发明的开放相假定三相独立控制由于不额外产生电压，因此，与dq控制相比，其电压很难到达由于电源电压的大小所产生的上限值，因而能更有效地产生必要的端子间电压。
另外，在发明要解决的问题一栏中已经说明过，1线断线异常时，如图7所示，无论执行哪种控制，都存在马达转矩必为零的马达旋转角度，因此，转矩脉动增大，于是存在在马达转矩变为零的该旋转角附近，若马达旋转角速度变为零，电动机的旋转停止，则只要不从外部施加力使其旋转，就不产生马达转矩的问题。因此，难于接近正常时的马达操作。
即，若使用以往的dq控制，则没有明确指示各相的目标电流形状的单元。
与此相反，若使用本发明实施方式1的开放相假定三相独立控制，则由于通过利用目标相电流整流单元50来设法调整单位目标相电流的形状，从而能够指定各相的目标电流的形状、马达转矩的形状，因此，能够解决所述马达转矩陷入零的问题等，从而能接近正常时的马达操作。
即，在单位目标相电流发生单元71中，通过使用图5所示的转矩方向对应驱动方式来生成单位目标相电流，在即将到达马达转矩变为零的马达旋转角度之前，将马达的旋转加速度增大，可使其以马达转矩变为零的马达旋转角度不停地旋转，因此，能够防止上述的不产生马达转矩的期间持续的现象。图8中，为了容易区分电流形状，而仅仅显示了V相目标电流。
以下，将更详细地进行说明。
当我们考虑马达转矩能够对马达的旋转提供加速度时，在马达转矩是正方向，而马达旋转角速度也是正方向的情况下，在图5(c)中，马达旋转角度向右前进，在即将到达马达转矩变为零的马达旋转角度之前，马达转矩的大小变大，旋转被向着正方向加速。
另一方面，在马达转矩是正方向，而马达旋转角速度是负方向的情况下，即，在马达转矩使马达旋转减速的方向的情况下，在图5(c)中，马达旋转角度向左前进，在即将到达马达转矩变为零的马达旋转角度之前，马达转矩的大小变小，使旋转朝着负方向加速。在马达转矩是负方向，而马达旋转角速度也是负方向的情况下，在图5(d)中，马达旋转角度向左前进，在即将到达马达转矩变为零的马达旋转角度之前，马达转矩的大小变大，使旋转朝着负方向加速。另一方面，在马达转矩是负方向，而马达旋转角速度是正方向的情况下，即，在马达转矩使马达旋转减速的方向的情况下，在图5(d)中，马达旋转角度向右前进，在即将到达马达转矩变为零的马达旋转角度之前，马达转矩的大小变小，使旋转朝着正方向加速。
这样一来，由于能够以马达转矩变为零的马达旋转角度不停地进行旋转，因此，能够防止上述不发生马达转矩的期间持续的现象。
进而，在图3的开放相假定三相独立控制中，在产生了异常的U相内也设置了控制器，但由于因U相内没有电流流过而没有必要执行控制，因此，即便没有U相控制器或U相目标电流，开放相假定三相独立控制也能够得到同样的效果。
另外，在图3的开放相假定三相独立控制的异常时电流控制单元30a中，目标相电流整流单元50计算出V相目标电流，但也可以由目标相电流整流单元50a计算W相目标电流来代替V相目标电流，然后，通过对W相目标电流乘以-1，产生V相目标电流。在U相断线时，V相和W相是彼此符号相反而其绝对值相等(Iw＝-Iv)的关系，以任何一个为基准都没有问题，能够计算出与图3的开放相假定三相独立控制的异常时电流控制单元30a相等的V相、W相电压指令，从而可以进行等效控制，在U相异常时，能够得到与图3的开放相假定三相独立控制相同的效果。
另外，目标相电流整流单元50在计算出V相目标电流时，也可以如该实施方式1所示，使用马达旋转角速度。
进而，在该实施方式1中，主要描述了3相马达的情况，但是即便对于4相以上的马达，也可以通过为各相独立指定目标相电流，独立设置控制器，同样可以适用本发明。在4相马达的情况下，在1相内产生异常时，由于虽然不存在马达转矩变为零的马达旋转角度，但因为转矩脉动变大，所以通过利用目标相电流整流单元来指定相电流的形状，能够与3相马达的情况一样，使转矩脉动减小。
实施方式2图9是表示了根据本发明实施方式2的异常时电流控制单元30d的控制框线图。
在实施方式1的图3的开放相假定三相独立控制的异常时电流控制单元30a中，使用了U相、V相、W相控制器41、42、43，但是如图9所示，也可以没有U相、W相控制器。
一般来说，由于无刷马达是三相绕组无偏结构的，因此，在U相断线时，V相和W相存在彼此符号相反但其绝对值相等(Iw＝-Iv)的关系。即便V相、W相控制器是同一个，也不会有问题。因此，控制器也可以仅为1个。
在图9的结构中，计算利用乘法器52a对从V相控制器42输出的V相电压指令乘以-1所得到的结果作为W相电压指令。U相电压指令输出为零。这样，能够计算出与图3的开放相假定三相独立控制的异常时电流控制单元30a相等的U相、V相、W相电压指令。
若是图9的结构，则可以执行与实施方式1的开放相假定三相独立控制等效的控制。在U相异常时，能够得到与图3的开放相假定三相独立控制相同的效果。
实施方式3图10是表示根据本发明实施方式3的单位目标相电流和马达转矩波形的一个例子。
在实施方式1的单位目标相电流发生单元71中，也可以对单位目标相电流相对于马达旋转角度的关系应用图5所示的关系，使用转矩方向对应于驱动方式，但也可以例如使用图10所示的关系。将图10所示的单位目标相电流的生成方式称为反正弦波驱动方式。
这种方式如图10(a)所示，计算与马达旋转角度有关的余弦的反函数(日语逆数)作为单位目标相电流。但是，为了不使单位目标相电流无限变大，设置上限值使其饱和。横轴的马达旋转角度是马达的电气角的标度。
若为了实现这种目标相电流而执行电流控制，则马达转矩变为图10(b)所示的梯形形状。
在这种方式中生成的单位目标相电流仅仅依赖于马达旋转角度，但是，与通常所使用的正弦波或矩形波不同，它具有1个周期的波形有3次上下变动等特征。正弦波或矩形波在1个周期内上下变动1次。
图10(b)的马达转矩波形和及使用了图7(b)所示的正弦波驱动的普通dq控制时的马达转矩波形，其平均大小设为相等，若比较该图中转矩的变动宽度，可知图10(b)小了近50％。
这样，在单位目标相电流发生单元71中，通过使用图10所示的反正弦波驱动方式来生成单位目标相电流，能够将马达转矩形状设定为图10(b)所示的梯形形状。与使用了图7(b)所述的正弦波驱动的普通dq控制时的马达转矩相比，能够减小转矩脉动的振幅。
实施方式4图11是表示根据本发明实施方式4的单位目标相电流和马达转矩波形的一个例图。
在实施方式1的单位目标相电流发生单元71中，马达旋转角度和单位目标相电流的关系应用图5所示的关系，使用转矩方向对应驱动方式，但是也可以使用例如是图11所示的关系。将图11所示的单位目标相电流的生成方式称为旋转方向对应驱动方式。
根据该实施方式4的方式，利用马达旋转方向来切换马达旋转角度和单位目标相电流的关系。在马达旋转角速度为正时使用图11(a)的关系，在马达旋转角速度为负时使用图11(b)的关系，计算单位目标相电流。横轴的马达旋转角度是马达的电气角的标度。
若为了实现这样的目标相电流而执行电流控制，则马达转矩根据马达旋转方向而变为如图11(c)、(d)那样的形状。
如在实施方式1中所述那样，在马达或转换开关的1相内发生了异常的情况下，如图7所示，由于无论使用哪种控制手段，在某个特定的马达旋转角度下马达转矩必变为零，因此，若在马达转矩变为零的该旋转角度附近，马达旋转角速度变为零，马达的旋转停止，则会出现只要不从外部施力使其旋转，就不产生马达转矩的问题。
这种情况下，在单位目标相电流发生单元71中，在通过使用图11所示的旋转方向对应驱动方式来生成单位目标相电流，而使马达转矩和马达旋转角速度的方向一致的情况下，在即将到达马达转矩变为零的马达旋转角度之前马达转矩的大小变大，能够加速马达的旋转，因此能够防止上述不发生马达转矩的期间持续的现象。
实施方式5图12是表示根据本发明实施方式5的单位目标相电流和马达转矩波形的一个例图。将该图12所示的单位目标相电流的生成方式称为加速度旋转方向对应驱动方式。
在该实施方式5中，在生成单位目标相电流时，除了使用马达旋转角度和马达旋转角速度外，还使用了马达旋转角加速度。马达旋转角加速度能够通过利用同样的微分单元对利用微分单元51得到的马达旋转角速度进一步执行近似微分而得到。
这种方式与图11所示的旋转方向对应驱动方式相同，根据马达旋转方向来切换马达旋转角度和单位目标相电流的关系。进而，根据马达旋转角加速度来改变单位目标相电流的大小。在马达旋转角速度为正时使用图12(a)的关系，在马达旋转角速度为负时使用图12(b)的关系，来计算单位目标相电流。如图12(a)所示，在马达旋转角速度为正时，当马达旋转角加速度小时，将单位目标相电流的大小增大，如图12(b)所示，在马达旋转角速度为负时，当马达旋转角加速度大时，将单位目标相电流的大小增大。横轴的马达旋转角度是马达的电气角的标度。若为了实现这种目标相电流而执行电流控制，则马达转矩根据马达旋转方向和马达旋转角加速度而变为如图12(c)、(d)那样的形状。
对于本实施方式5而言，也与实施方式4相同，在单位目标相电流发生单元71内，通过使用图12所示的加速度旋转方向对应驱动方式来生成单位目标相电流，从而在马达转矩和马达旋转角速度的方向一致的情况下，在即将到达马达转矩变为零的马达旋转角度之前，将马达转矩的大小增大，能够加速马达的旋转，进而在加速度的大小为小时，将马达转矩的大小变大，进而能够进一步加速马达的旋转。因此，能够防止不产生马达转矩的期间持续的现象。
实施方式6图13是根据本发明实施方式6的异常时电流控制单元30b的控制框线图。
在实施方式1中，使用图3的开放相假定三相单独控制作为异常时电流控制单元，但由于即便使用在dq座标上的控制系统也可以执行同样的控制，因此，以下说明其一种实施方式。异常时电流控制单元执行图13所示的控制方式来代替实施方式1中使用的图3的开放相假定三相单独控制。将该图13所示的控制方式称为“开放相假定dq控制”。
在该实施方式6中表示了图13所示那样的例子，但是使用了在dq座标上的控制系统的异常时电流控制单元也可以通过基于控制块的线性等的变形而存在其他方式。
在dq轴目标电流整流单元80内，图13所示的控制方式根据目标q轴电流、马达旋转角度、以及马达旋转角速度，来产生整流目标q轴电流Iqr、整流目标d轴电流Idr。此时，Iqr和Idr变为考虑了异常相的目标信号，从而可以使用普通的dq控制系统来执行。
以下，就图13所示的开放相假定dq控制的异常时电流控制单元30b进一步进行详细说明。
在目标相电流整流单元50中，dq轴目标电流整流单元80根据目标q轴电流Iq*、马达旋转角度、以及用微分单元51对马达旋转角度执行近似微分而得到的马达旋转角速度，来产生V相目标电流，然后提供给符号反转器52。
符号反转器52对V相目标电流乘以-1，计算W相目标电流。
二相变换单元A55根据马达旋转角度对U、V、W相目标电流执行二相变换，并输出整流目标q轴电流Iqr以及整流目标d轴电流Idr。
二相变换单元B86根据马达旋转角度对用电流检测电路22所得到的U、V、W相的检测电流执行二相变换，输出q轴电流Iq和d轴电流Id。减法器83和减法器84分别从整流目标q轴电流Iqr和整流目标d轴电流Idr中减去q轴电流Iq和d轴电流Id，然后提供给q轴控制器82以及d轴控制器81。
之后，由PI控制等构成的q轴控制器82和d轴控制器81分别产生q轴电压指令和d轴电压指令，提供给三相变换单元85。
三相变换单元85根据马达旋转角度对q轴电压指令和d轴电压指令执行三相变换，产生U、V、W相电压指令，然后提供给FET驱动电路24。
在该开放相假定dq控制中，在生成考虑了异常相的U、V、W相目标电流之前，与实施方式1相同。开放相假定dq控制将该U、V、W相目标电流转换为考虑了异常相的整流q轴目标电流Iqr、整流d轴目标电流Idr。若是该目标电流，则即便是在1相异常状态下，也能够实现dq座标系下的控制。
目标电电流整流单元50由于与实施方式1中说明过的情况相同，因此省略其详细的说明，例如是如图4所示的结构。单位目标相电流发生单元71根据目标q轴电流、马达旋转角度、以及利用微分单元51对马达旋转角度执行近似微分所得到的马达旋转角速度，来决定单位目标相电流(以下也称为可变增益)。乘法单元72将目标q轴电流与单位目标相电流相乘，计算出V相目标电流。该单位目标相电流的意思是表示目标q轴电流的大小为1时的V相目标电流。
单位目标相电流发生单元71中的单位目标相电流的生成方式，它同样可以使用前述实施方式中所示的、图5的转矩方向对应驱动方式、图10的反正弦波驱动方式、图11的旋转方向对应驱动方式、以及图12的加速度旋转方向对应驱动方式等。
另外整流目标q轴电流Iqr由于与考虑了1相异常的马达转矩的目标值相当，因此其形状在转矩方向对应驱动方式的情况下与图5(c)、(d)相同，在反正弦波驱动方式的情况下与图10(b)相同，在旋转方向对应驱动方式的情况下与图11(c)、(d)相同，在加速度旋转方向对应驱动方式的情况下，与图12(c)、(d)相同。
另外，在图13中，表示了在U相内发生了异常情况下的开放相假定dq控制的控制框线图，但是，在V、W相内发生了异常情况下，也可以使同样的开放相假定dq控制安装在异常时电流控制单元内，从而利用产生了异常的相来执行切换。
这样，开放相假定dq控制考虑利用除去断线的1相之外的正常的2相能够实现的马达转矩来生成目标值，通过对dq控制系统进行指令可实现适应于1相断线状态的控制，从而起到与前述实施方式1相同的效果。
即，在马达或转换开关的1相内发生了异常的情况下，通过利用异常时电流控制单元代替正常时电流控制单元来继续执行电流控制，从而能够使来自马达的马达转矩继续输出。
另外，开放相假定dq控制也与开放相假定三相独立控制相同，由于不额外产生电压，因此，与普通的dq控制相比，电压很难达到由于电源电压的大小所产生的上限值，从而能够更有效地产生必要的端子间电压。
另外，开放相假定dq控制也与开放相假定三相独立控制相同，如图5、体10、图11、图12所示，由于通过调整单位目标相电流可以调整马达转矩的形状，因此能够抑制不产生马达转矩的期间持续的现象、或能够将转矩脉动的振幅变小等，从而能够接近正常时的马达操作。
实施方式7图14是根据本发明实施方式7的异常时电流控制单元30c的控制框线图。
在实施方式1中，作为异常时电流控制单元使用图3的开放相假定三相独立控制，但是，即便使用dq座标上的控制系统也可以执行同样的控制，其一个实施方式已经在实施方式6中叙述过。在这些实施方式中，有考虑了1相异常来生成UVW相或dq轴的目标电流的特征，但是，在该实施方式7中描述了以下方式，通过对dq控制等的普通控制单元输出的电压指令执行变形，从而能够产生考虑了1相为异常的电压指令。
异常时电流控制单元执行图14所示的控制方式，来取代在实施方式1中使用过的图3的开放相假定三相独立控制。将该图14所示的控制方式称为“开放相假定电压整流dq控制”。另外，图14是U相异常情况下的控制框线图。在该实施方式7中表示了如图14那样的例子，但是，使用了电压指令的生成部分中的变形单元的异常时电流控制单元，也可以由于根据控制块的线性等变形而存在其他方式。
在图14中，在电压整流单元101中，异常时电流控制单元30c(开放相假定电压整流dq控制)根据目标q轴电流、马达旋转角度、以及马达旋转角速度，来产生U相、V相、W相电压整流信号Vus、Vvs、Vws。
另外，dq控制单元100接受目标q轴电流Iq*、马达旋转角度、在电流检测电路22中得到的U、V、W相的检测电流，执行普通的dq控制，并输出U相、V相、W相普通电压指令Vur、Vvr、Vwr。
然后，在加法器102、103、104中，分别将U相、V相、W相电压整流信号Vus、Vvs、Vws加到由通常dq控制100输出的U相、V相、W相普通电压指令Vur、Vvr、Vwr上，从而产生U相、V相、W相电压指令Vu*、Vv*、Vw*，提供给FET驱动电路24。
以下，将就dq控制100进行更详细的说明。
二相变换单元B86根据马达旋转角度对在电流检测电路22中得到的U、V、W相的检测电流执行二相变换，然后输出q轴电流Iq和d轴电流Id。
减法器83和减法器84分别从目标q轴电流Iq*和目标d轴电流Id*(通常为零)中减去q轴电流Iq和d轴电流Id，并提供给q轴控制器82以及d轴控制器81。然后由PI控制等线性部件构成的q轴控制器82以及d轴控制器81分别将q轴电压指令和d轴电压指令提供给三相变换单元B85。
三相变换单元B85根据马达旋转角度对q轴电压指令和d轴电压指令执行三相变换，从而产生U、V、W相电压指令Vur、Vvr、Vwr。
接下来，就电压整流单元101进行详细说明。
电压整流单元101，在目标相电流整流单元50中，根据目标q轴电流Iq*、马达旋转角度、以及利用微分单元51对马达旋转角度执行近似微分所得到的马达旋转角速度，来产生V相目标相电流，提供给符号反转器52。符号反转器52对V相目标电流乘以-1，计算出W相目标电流。二相变换单元A55根据马达旋转角度对U、V、W相目标电流执行二相变换，然后输出整流目标q轴电流Iqr以及整流目标d轴电流Idr。
减法器112和减法器113分别从整流目标q轴电流Iqr和整流目标d轴电流Idr中减去目标q轴电流Iq*和目标d轴电流Id*(通常为零)，并将其提供给q轴控制器111以及d轴控制器110。之后，由PI控制等线性部件构成的q轴控制器111以及d轴控制器110分别将q轴电压指令和d轴电压指令提供给三相变换单元114。
三相变换单元114根据马达旋转角度对q轴电压指令和d轴电压指令执行三相变换，从而产生U、V、W相电压整流信号Vus、Vvs、Vws。
图14表示在U相内发生了异常的情况下的开放相假定电压整流dq控制的控制框线图，在V、W相内发生了异常的情况下，同样的开放相假定电压整流dq控制被安装在异常时电流控制单元内，从而能够根据产生了异常的相来执行切换。
接下来，为了描述本实施方式7的效果，而说明图14所示的开放相假定电压整流dq控制与实施方式6所述的开放相假定dq控制是等效的。
图14的d轴控制器81、110、q轴控制器82、111是使在其输入输出关系中重叠的原理成立的线性部件。
另外，对于三相变换单元A114和三相变换单元B85，若将马达旋转角度看作部件内的时变参数，则从dq轴信号到3相信号的输入输出关系的重叠原理成立，从而可以称为线性部件。因此，若考虑对这些部件的输出执行加、减法运算，对输入执行加、减法运算是等价的，则可以将对加法器102、103、104中的三相变换单元A114、三相变换单元B85的输出进行加法替换为在d轴控制器81、110、q轴控制器82、111的输入中进行加法，从而能够将d轴控制器、q轴控制器、三相变换单元设为共用。根据该操作能够理解图14所示的开放相假定电压整流dq控制是与图13所示的开放相假定dq控制等效的。
如上所述，如图14所示构成的开放相假定电压整流dq控制的异常时电流控制单元30c与如图13所示构成的开放相假定dq控制的异常时电流控制单元30b是等效的，因此，能得到与实施方式6相同的效果。
实施方式8图15、图16表示该发明的实施方式8，是表示将上述实施方式所示的本发明电动机控制装置应用于电动动力转向装置的一个例子。另外，尽管以电动动力转向装置具有3相无刷马达的情况为例进行了说明，但本发明也可以应用于将利用多相交流来旋转驱动的电动机为动力的其他装置。
图15是根据本发明实施方式8的电动动力转向装置的概略结构图。在图15中，从未图示的驾驶者向方向盘1施加的转向力通过转向轴2经由齿条·小齿轮传动器(ラツクピニオンギヤ)12传送到齿条，使车轮3、4转向。具有U、V、W相3相绕组的无刷马达5(以下也称为马达)经由马达减速传动器7与转向轴2连接。从马达产生的马达转矩(以下也称为辅助力)经由马达减速传动器7被传达到转向轴2，从而在转向时减轻驾驶者施加的转向力。
转矩传感器8检测通过驾驶者转动方向盘1而施加给转向轴2的转向力。控制器单元9根据转矩传感器8检测出的转向力，来决定马达5提供的辅助力的方向和大小，为了产生该辅助力而控制从电源11流向马达的电流。另外，6是检测马达旋转角度的马达角度传感器。
图16是表示控制器单元9的结构框图。
在图16中，控制单元9由映射部(マツプ)20和电动机控制装置10构成，其中映射部20用于计算出与马达转矩的目标值相当的马达驱动电流指令(以下也称为目标q轴电流)。电动机控制装置10接受来自检测马达的旋转角的马达角度传感器6的信号，然后利用马达旋转角度检测电路21计算马达的旋转角。
另外，利用电流检测电路22来计算流过马达各相的电流。
预先存储有应输出的马达转矩的映射部20决定对应于转矩传感器8检测出的转向力的马达转矩的方向和大小，并计算出马达驱动电流指令。电流控制单元23根据马达驱动电流指令、各相的检测电流、马达旋转角度来决定3相电压指令。FET驱动电路24对该3相电压指令执行PWM调制，并对转换开关25指示FET驱动。转换开关25接受FET驱动信号来实现斩波控制。利用从电源提供的电力，使马达5的各相上流过电流。
通过流过各相的电流，产生基于马达引起的辅助力。
本电动机控制装置10例如是实施方式1所示的结构，在异常时电流控制单元30a中，执行开放相假定三相独立控制，在单位目标相电流发生单元71中，执行图5的转矩方向对应驱动方式。
这里，就电动动力转向装置中的1相断线异常时的缺陷进行说明。
在实施方式1中也说明过，如图7所示，1相断线异常时，由于无论执行哪种控制都存在马达转矩必为零的马达旋转角度，因此就存在转矩脉动增大，难于接近正常时的马达操作的问题。为此，由于辅助力是振动的，因此，驾驶者不舒服感较大。于是存在以下问题若在该马达转矩变为零的旋转角附近，马达旋转角速度变为零，电动机的旋转停止，则只要不从外部加力使其旋转就不产生马达转矩。此时，由于在驾驶者将转向力增大以使马达旋转之前，不产生基于马达引起的辅助力，因此，驾驶者感觉不舒服的感觉大。
另一方面，根据如上所述构成的电动动力转向装置，在马达或转换开关的1相内发生了异常的情况下，在电流控制单元23中，通过利用异常时电流控制单元来代替正常时电流控制单元继续进行电流控制，从而能够使来自马达的马达转矩继续输出，能够减小驾驶者不舒服感。
另外，在异常时电流控制单元中，通过使用图3的开放相假定三相独立控制，从而能够执行适合于在马达或转换开关的1相中电流不流过的异常状态的电流控制。
即，如实施方式1中所述，例如在U相断线异常时，能够以必要的最低限电压提供V相W相之间的电压差，并且是有效的。
另外，由于若使用开放相假定三相独立控制，通过设法调整单位目标相电流的形状，就能够指定各相的目标电流的形状、马达转矩的形状，因此，能够解决前述马达转矩陷入零的问题等、能够接近正常时的马达操作，能够减小驾驶者的不舒服感。即，在单位目标相电流发生单元71中，通过使用图5所示的转矩方向对应驱动方式来生成单位目标相电流，在即将到达马达转矩变为零的马达旋转角度之前，将马达的旋转加速度增大，能够使其以马达转矩变为零的马达旋转角度不停地旋转，因此，能够防止由于马达产生的辅助力停止的现象，从而能够减小驾驶者的不舒服感。
进而，以上所述的本实施方式8的电动机控制装置10是实施方式1中所示的结构，但是，也可以使用实施方式3的电动机控制装置来代替它，在单位目标相电流发生单元71中，也可以使用图10所示的反正弦波驱动方式。
由此，能够将马达转矩形状设为如图10(b)所示的梯形形状，并且与使用了图7(b)所示的正弦波驱动的普通dq控制时的马达转矩相比，能够减小转矩波动的振幅。
另外，也可以代替实施方式1的电动机控制装置，而使用实施方式4的电动机控制装置，在单位目标相电流发生单元71内，使用图11所示的旋转方向对应驱动方式。
由此，在马达转矩和马达旋转角速度的方向一致的情况下，由于在即将到达马达转矩变为零的马达旋转角度之前，将马达转矩的大小增大，能够加速马达的旋转，因此，能够防止由于马达而产生的辅助力停止的现象，能够减小驾驶者的不舒服感。
进而，也可以代替使用实施方式1的电动机控制装置而使用实施方式5的电动机控制装置，在单位目标相电流发生单元71中，使用图12所示的加速度旋转方向对应驱动方式。
这种情况下也即在马达转矩和马达旋转角速度方向一致的情况下，在即将到达马达转矩变为零的马达旋转角度之前，将马达转矩的大小增大，能够加速马达的旋转，进而，在加速度的大小小时，增大马达转矩的大小，从而能够进一步加速马达的旋转。因此，能够防止由于马达产生的辅助力停止的现象，从而能够减小驾驶者的不舒服感。
另外，也可以代替使用实施方式1的电动机控制装置而使用实施方式2的电动机控制装置，在异常时电流发生单元中，既可以执行开放相假定三相独立控制的异常时电流控制单元30d，还可以使用实施方式6的电动机控制装置，在异常时电流控制单元中，执行开放相假定dq控制的异常时电流控制单元30b。
进而，也可以代替使用实施方式1的电动机控制装置而使用实施方式7的电动机控制装置，在异常时电流控制单元中，执行开放相假定电压整流dq控制的异常时电流控制单元30c。
在上述任何一种情况下，都可以得到与图3所示的开放相假定三相独立控制的异常时电流控制单元30a相同的效果。
实施方式9在前述的实施方式1-5中，对实际马达旋转角度和检测出的马达旋转角度间没有误差的情况进行了说明，但是，在实际的马达旋转角度和检测出的马达旋转角度之间存在误差的情况下，如图18所示，在马达转矩变为零的马达旋转角度附近，有可能发生与要求的马达转矩的方向相反的马达转矩。
图18是存在检测角度小于实际角度这种误差的情况。若根据包含该误差的检测角度来流过电流，则它将成为不是为真实的马达旋转角度所准备的电流。发生反向马达转矩的理由是在马达转矩变为零的马达旋转角度附近，由于马达旋转角度误差而产生了错误，从而流过与以该马达旋转角度(真实值)本来应当流过的电流方向相反方向的电流。
在该反向马达转矩的影响下，容易发生不能产生要求方向的马达转矩的期间持续的现象。
本发明的实施方式9用于解决该问题。
图19是表示根据本发明实施方式9的、单位目标相电流和马达旋转角度(检测值)关系的波形的一个例子。图19(a)表示目标q轴电流为正的情况，图19(b)表示目标q轴电流为负的情况。
即，在本实施方式9中，对单位目标相电流进行设置，使得在马达转矩变为零的马达旋转检测角附近、例如是实施方式1中说明过的图5所示的方式中在单位目标相电流的值设定为零的马达旋转检测角附近，根据目标q轴电流的方向，设置单位目标相电流的值为零的区域，使其具有某个宽度。
根据实施方式9，即便在实际的马达旋转角度和检测出的马达旋转角度中存在误差的情况下，在马达转矩变为零的马达旋转角度附近，不产生与所要求的马达转矩的方向相反方向的马达转矩，从而能够防止不能产生所要求方向的马达转矩的期间持续的现象。
另外，在本实施方式9中，在实施方式1中说明过的图5所示的单位目标相电流中添加了零的区域，但是，对于上述实施方式3-5的任何一种方式，能够应用同样的方法，得到同样的效果。
实施方式10图20是根据本发明实施方式10的异常时电流控制单元30e的控制框线图。
本实施方式10的异常时电流控制单元30e是例如在实施方式1中说明过的图3所示的异常时电流控制单元30a内添加了目标高频振动电流整流单元200的装置，利用加法器201，在目标电流整流单元50输出的V相目标电流上，加上目标高频振动电流整流单元200输出的V相目标高频振动电流，将该相加所得到的输出信号重新当作V相目标电流。
目标高频振动电流整流单元200根据目标q轴电流和马达旋转角度，生成振动信号，并作为V相目标高频振动电流进行输出。V相目标高频振动电流例如使用正弦波、三角波、矩形波等，使其振幅与目标q轴电流成比例，使相位依赖于马达旋转角度。
根据本实施方式10的异常时电流控制单元，利用V相目标高频振动电流能够在马达转矩上重叠微小振动。为此，由于在马达旋转角速度中产生了微小振动，能够难以使马达旋转停止，因此能够防止马达转矩变为零的期间持续的现象。
另外，作为其他V相目标高频振动电流的形状，还例举了以下例子。
将振幅与目标q轴电流成比例、将相位依赖于时间的正弦波形状的信号与图10(a)所示的反正弦波形状的信号相乘，将所得到的信号用作V相目标高频振动电流。
根据该V相目标高频振动电流，能够将振幅与q轴目标电流成正比而将相位依赖于时间的近似于正弦波形状的马达转矩振动叠加在马达转矩上。
即，若将与想要重叠产生的马达转矩振动(目标高频振动转矩)成比例的信号和图10(a)所示的反正弦波形状的信号相乘所得到的信号用作V相目标高频振动电流，则能够将与所期望的马达转矩振动相近(目标高频振动转矩)的形状的马达转矩振动重叠在马达转矩上。
进而，在该实施方式10的上述说明中，对在实施方式1中说明过的图3所示的异常时电流控制单元30a内添加了目标高频振动电流整流单元200的情况进行了说明，但是，在实施方式2到实施方式7所示的异常时电流控制单元中，同样，通过在目标相电流整流单元50的输出信号上加上目标高频振动电流整流单元200的输出信号，也能够得到同样的效果。
实施方式11
图21是本发明实施方式11的异常时电流控制单元30f的控制框线图。
本实施方式11的异常时电流控制单元30f的特征在于，由dq控制单元100、目标高频振动电流整流单元200、目标电压变换单元210、以及加法器220、221、222构成，它利用目标电压变换单元210，将目标高频振动电流整流单元200输出的V相目标高频振动电流转换为三相高频振动电压指令，并利用加法器220、221、222将dq控制单元100输出的三相电压指令、与目标电压变换单元210输出的三相高频振动电压指令相加所得到的输出信号重新设定为异常时三相电压指令。
目标高频振动电流整流单元200根据目标q轴电流和马达旋转角度，生成振动的信号，并将其作为V相目标高频振动电流进行输出。
目标电压变换单元210利用例如1相异常时的马达电路方程式的逆模型，将V相目标高频振动电流转换为三相电压值。
根据本实施方式11的异常时电流控制单元，能够在马达转矩上重叠微小振动。为此，由于在马达旋转角速度中产生了微小振动，马达旋转难以停止，因此能够防止马达转矩为零的期间持续的现象。
另外，目标高频振动电流整流单元200能够使用与上述实施方式10中说明过的目标高频振动电流整流单元相同的部件，能够重叠同样的马达转矩振动。
另外，在上述实施方式1-11中，马达的接线方法无论是星形连线还是三角形连线，都可以得到同样的效果。
权利要求
1.一种多相交流电动机的电动机控制装置，所述多相交流电动机的电动机控制装置具有马达旋转角度检测单元，用于计算电动机的旋转角度；电流检测电路，用于计算流过所述电动机的各相的电流；电流控制单元，根据与电动机发生的转矩的目标值相当的目标q轴电流、来自所述电流检测电路和马达旋转角度检测单元的各相的检测电流、以及马达旋转角度，来决定多相电压指令；开关元件驱动电路，对来自该电流控制单元的多相电压指令执行PWM调制，并对转换开关指示开关操作；以及，转换开关，接受来自该开关元件驱动电路的开关操作信号，对所述电动机的各相施加电压，从而使电流流过，其特征在于，所述电流控制单元具有正常时使用的正常时电流控制单元；异常时使用的异常时电流控制单元；检测电动机或转换开关的异常状态的异常判定单元；以及根据来自所述异常判定单元的指令来选择所述正常时电流控制单元或异常时电流控制单元之一的切换单元，在所述电动机或转换开关的1相内发生了异常的情况下，利用所述切换单元来选择异常时电流控制单元，并将该异常时电流控制单元产生的异常时多相电压指令设定为对于所述开关元件驱动电路的多相电压指令。
2.如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于所述异常时电流控制单元为了满足发生了异常的相以外的正常各相的电压指令之和为零的平衡条件，而产生各相的电压指令，并将它们作为异常时多相电压指令进行输出。
3.如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，所述异常时电流控制单元具有目标相电流整流单元，为满足发生了异常的相以外的正常各相的目标电流之和为零的平衡条件，根据与马达转矩的目标值相当的目标q轴电流和马达旋转角度，计算各相的目标电流，并输出为多相目标电流；以及，控制器，根据正常各相的目标电流和来自所述电流检测电路的各相检测电流，产生所述异常时多相电压指令；利用所述目标相电流整流单元，独立指定各相的目标电流，从而独立控制电动机各相电流。
4.如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，所述异常时电流控制单元具有目标相电流整流单元，用于根据与马达转矩的目标值相当的目标q轴电流以及马达旋转角度，来产生第1相的目标电流；1个控制器，根据该第1相的目标电流和来自所述电流检测电路的检测电流，输出第1相的电压指令；以及，变换单元，将来自所述控制器的第1相的电压指令变换为正负相反而绝对值相等的电压指令，然后将其作为第2相的电压指令进行输出；将所述第1相的电压指令和所述第2相的电压指令作为多相电压指令进行输出，从而控制3相交流电动机。
5.如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，所述异常时电流控制单元具有目标相电流整流单元，为满足发生了异常的相之外的正常的各相目标电流之和为零的平衡条件，根据与马达转矩的目标值相当的目标q轴电流以及马达旋转角度，来计算各相的目标电流，并输出为多相目标电流；二相变换单元，根据马达旋转角度对所述多相目标电流执行二相变换，从而产生整流d轴目标电流和整流q轴目标电流；以及dq控制单元，根据来自所述二相变换单元的整流d轴目标电流以及整流q轴目标电流、来自所述电流检测电路的各相检测电流、以及马达旋转角度来执行dq控制，从而产生多相电压指令，其中，利用所述目标相电流整流单元，独立指定各相的目标电流，利用所述dq控制单元，执行将所述整流d轴目标电流、整流q轴目标电流设为d轴电流、q轴电流的目标信号的dq控制。
6.如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，所述异常时电流控制单元具有dq控制单元，根据与马达转矩的目标值相当的目标q轴电流、来自电流检测电路的各相检测电流、以及马达旋转角度来执行dq控制，从而产生各相电压指令；目标相电流整流单元，为满足发生了异常的相以外的正常的各相目标电流之和为零的平衡条件，根据与马达转矩的目标值相当的目标q轴电流和马达旋转角度，来计算各相的目标电流，并作为多相目标电流进行输出；以及电压整流单元，它具有二相变换单元，根据马达旋转角度对多相目标电流执行二相变换，产生整流d轴目标电流和整流q轴目标电流；以及，从所述整流d轴目标电流和整流q轴目标电流中减去目标d轴电流和目标q轴电流，并根据该减法值来产生d轴电压指令和q轴电压指令，然后根据该d轴电压指令、q轴电压指令、马达旋转角度，来产生各相电压整流信号的单元；对所述dq控制单元的各相电压指令和所述电压整流单元的各相电压整流信号进行相加，输出多相电压指令。
7.如权利要求3-6中任意一项所述的电动机控制装置，其特征在于，利用所述异常时电流控制单元的目标相电流整流单元所生成的多相目标电流，是根据与马达转矩的目标值相当的目标q轴电流以及马达旋转角度计算出的，进而还利用目标q轴电流的方向来执行修正。
8.如权利要求3-6中任意一项所述的电动机控制装置，其特征在于，利用所述异常时电流控制单元的目标相电流整流单元所生成的多相目标电流，是根据与马达转矩的目标值相当的目标q轴电流、与马达旋转角度有关的余弦的反函数来计算的。
9.如权利要求3-6中任意一项所述的电动机控制装置，其特征在于，利用所述异常时电流控制单元的目标相电流整流单元所生成的多相目标电流，是根据与马达转矩的目标值相当的目标q轴电流、马达旋转角度以及马达旋转角速度来计算的。
10.如权利要求3-6中任意一项所述的电动机控制装置，其特征在于，利用所述异常时电流控制单元的目标相电流整流单元所生成的多相目标电流，是根据与马达转矩的目标值相当的目标q轴电流、马达旋转角度、马达旋转角速度以及马达旋转角加速度来计算的。
11.如权利要求3-6中任意一项所述的电动机控制装置，其特征在于，它具有根据电动机各相的检测电流和马达旋转角度来计算电动机产生的转矩，并产生马达转矩信号的马达转矩检测单元，由所述异常时电流控制单元的目标相电流整流单元所生成的多相目标电流是根据与马达转矩的目标值相当的目标q轴电流马达旋转角度来计算的，进而还利用马达转矩信号来对其进行修正。
12.如权利要求3-6中任意一项所述的电动机控制装置，其特征在于，由所述异常时电流控制单元的目标相电流整流单元所生成的多相目标电流，在多相目标电流的正负符号发生变化的马达旋转角度附近，具有多相目标电流被设定为零的区域。
13.如权利要求3-6中任意一项所述的电动机控制装置，其特征在于，所述异常时电流控制单元具有目标高频振动电流整流单元，用于根据与马达转矩的目标值相当的目标q轴电流和马达旋转角度来生成振动的信号，并输出为目标高频振动电流，其中，使所述目标高频振动电流重叠在由目标相电流整流单元输出的多相目标电流上，并将其设为新的多相目标电流。
14.如权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，所述异常时电流控制单元具有dq控制单元，根据与马达转矩的目标值相当的目标q轴电流、来自电流检测电路的各相检测电流、以及马达旋转角度来执行dq控制产生各相电压指令；目标高频振动电流整流单元，根据目标q轴电流和马达旋转角度生成振动的信号，并输出为各相的目标高频振动电流；以及，目标电压变换单元，用于将所述目标高频振动电流转换为三相高频振动电压指令，其中，将所述dq控制单元输出的各相电压指令与由所述目标电压变换单元输出的三相高频振动电压指令相加，输出为多相电压指令。
全文摘要
一种电动机控制装置，其中，向转换开关25的驱动电路24提供多相电压指令的电流控制单元28具有正常时使用的正常时电流控制单元31、异常时使用的异常时电流控制单元30、异常判定单元32，电动机或转换开关的1相内发生了异常的情况下，将异常时电流控制单元30发生的异常时多相电压指令设定为对于转换开关驱动电路的多相电压指令。
文档编号H02P21/00GK1934781SQ20058000883
公开日2007年3月21日 申请日期2005年3月16日 优先权日2004年3月19日
发明者家造坊勋, 木全政弘, 堤和道, 藤本千明, 福住公志, 井上知之 申请人:三菱电机株式会社