专利名称：电力转换装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及将直流电力转换为交流电力的电力转换装置，特别涉 及在将分散电源与系统连接的功率调节器等中使用的电力转换装置。
背景技术：
在以往的功率调节器中，例如在太阳能功率调节器中所示，使用斩波器(chopper)从作为太阳能电池的分散电源升压，在其后级上 插入PWM控制的反相器(inverter)，发生作为输出的交流电压。以下表示这种以往的功率调节器的基本的动作。从太阳能电池输 出的直流电力驱动功率调节器的内部控制电源，内部电路可以工作。 内部电路具备斩波器电路和反相器部，斩波器电路将太阳能电池的电 压升压至与系统连接所需要的电压。反相器部含有4个开关，为了成 为与系统电压同步的相位的输出电流而进行PWM切换。这样在输出 中输出长条形的波形，通过改变输出的时间比率来控制输出的平均电 压，输出的电压用设置在输出一侧上的平滑滤波器进行平均化，向系 统输出交流电力(例如，参照非专利文献l)。非专利文献1:"太阳能功率调节器型KP40F的开发"OMRON TECHNICS Vol.42 No.2 (通巻142号)2002年在将太阳能电压与系统连接的以往的功率调节器中，反相器的输 出电压的最大值由根据斩波器的升压电压的大小来决定。因此，例如 在输出200V的交流电压的情况下，经过升压的直流电压需要大于等 于282V， 一般根据裕量设定得更高。太阳能电压的输出电压一般是 200V左右，或者小于它，如上所述需要升压到282V及以上。如果升 压率高，则斩波器部的损失增大，功率调节器整体的效率降低。此外，因为使用反相器部的PWM切换动作在输出中发生正弦波
的电流或电压，所以在输出一侧需要大型的平滑滤波器，难以实现装 置构成的小型化。发明内容本发明就是为了解决上述那样的问题而提出的，其目的在于，在装置中，得;;低各部的损失且提l转换效率，、^而-且促进了装置构成 的小型化的电力转换装置。本发明的电力转换装置串联连接多个将直流电源的直流电力转 换为交流电力的单相反相器的交流一侧，用从上述多个单相反相器中 选择出的规定的组合产生的各发生电压的总和，来控制输出电压。在上述多个单相反相器中交流一侧相互相邻连接的成为第1、第2单相 反相器的输入的第1、第2直流电源经由DC/DC变换器相互连接。而 后，上述DC/DC变换器从电压大的一方的上述第1直流电源向电压 小的一方的上述第2直流电源经由上述第1、第2单相反相器内的切 换元件供给电力。在这种电力转换装置中，能够通过各单相反相器的电压的组合得 到高精度且平滑的输出电压波形，能够使输出 一侧的滤波器小型化或 者省略它，能够使装置构成小型化以及便宜。此外，在成为各单相反 相器的输入的直流电源之间，从第1直流电源向第2直流电源提供电 力，因为以各单相反相器的电压的总和输出，所以可以在转换效率高， 损失小的情况下输出高的电压。此外，因为用DC/DC变换器从第1 直流电源经由第1、第2单相反相器内的切换元件向第2直流电源提 供电力，所以能够以效率高的电力传送提供电力。由此，转换效率提 高，能够得到小型便宜地构成的电力转换装置。
图1是表示本发明的实施方式1的功率调节器的示意构成图。 图2是表示本发明的实施方式1的功率调节器的电路构成的图。
图3是说明本发明的实施方式1的DC/DC变换器的动作的图。 图4是表示本发明的实施方式2的功率调节器的图。 图5是表示本发明的实施方式2的DC/DC变换器的例子的图。 图6是说明本发明的实施方式2的DC/DC变换器的动作的图。 图7是表示本发明的实施方式2的DC/DC变换器的另一例子的图。图8是表示本发明的实施方式3的功率调节器的电路构成的图。 图9是说明本发明的实施方式3的DC/DC变换器的动作的图。 图10是表示本发明的实施方式4的双向DC/DC变换器的图。 图11是表示本发明的实施方式4的另一例子的双向DC/DC变 换器的图。图12是表示本发明的实施方式4的第2个另一例子的双向 DC/DC变换器的图。图13是说明本发明的实施方式5的输出脉冲调整的图。图14是表示本发明的实施方式7的功率调节器的示意构成图。图15是本发明的实施方式7的旁路电路的构成图。图16是本发明的实施方式7的旁路电路的另一例子的构成图。图17是本发明的实施方式7的旁路电路的第2个另一例子的构成图。(符号说明) 2:第3直流电源(太阳能) 3:作为升压电路的升压斩波器电路 4: DC/DC变换器 5:系统7a、 7b:斩波器电路 15、 15a 15d:输出脉冲 17:输出电压 20:旁路电路 20a:继电器100:磁耦合芯 3B-INV:最大单相反相器 1B-INV、 2B-INV:单相反相器 V3B:最大直流电源(电压) V1B、 V2B:直流电源(电压) Ll、 L2:电抗器 DzlA、 Dz2A: 二极管 Qs、 Qr:开关Q11 Q14、 Q21 Q24、 Q31 Q34:切换元件 Q1B+Q2B:作为总变动电力量的电荷量具体实施方式
实施方式1以下，根据
本发明的实施方式1的电力转换装置(以下， 称为功率调节器)。图l是表示本发明的实施方式l的功率调节器的示意构成图。如 图1所示，串联连接多个(这种情况下是3个)单相反相器2B-INV、 3B-INV、 1B-INV的交流一侧，构成作为单相多重转换器的反相器单 元l。各单相反相器2B-INV、 3B-INV、 1B-INV用将二极管反并联连 接的多个IGBT等的自消弧型半导体切换元件构成，在将直流电源 V3B作为输入的单相反相器3B-INV的交流一侧两个端子的一方上连 接单相反相器1B-INV，在另一方上连接单相反相器2B-INV。此外， 作为使单相反相器3B-INV的交流一侧两个端子间短路的短路用开 关，在单相反相器3B-INV上并联连接将二极管反并联连接的2个 IGBT等的自消弧型半导体切换元件Qx、 Qy。此外，在作为第3直流电源的根据太阳能的直流电源2的后级上， 设置具有IGBT等的切换元件(以下，称为开关)3a、电抗器3b以 及二极管3c的升压斩波器电路3。升压斩波器电路3对用直流电源2 得到的直流电压Vo进行升压，得到成为直流电源V3B的充电到平滑
电容器上的电压(电位vc)。各单相反相器2B-INV、 3B-INV、 1B-INV将各直流电源V2B、 V3B、 V^的直流电力转换为交流电力并输出，各个输入的直流电源部 分用DC/DC变换器4连接。而且，以后详细说明DC/DC变换器4。各直流电源V2B、 V3B、 V,b的电压为了方便记栽为V2B、 V3B、 V1B。成为单相反相器3B-INV的输入的直流电源V3B的电压比成为其 他的单相反相器2B-INV、 1B-INV的输入的直流电源V2B、 V^的电 压还大，V2B、 V3B、 V^以成为规定的电压比的方式用DC/DC变换器 4控制。以下，将直流电源V犯称为最大直流电源V3B，将单相反相器 3B-INV称为最大单相反相器3B-INV。在此，假设V1B=V2B^( 2/9 >V3B。 即，反相器1B-INV、 2B-INV的直流电源V1B、 V2B的电压相等，并 且两者的合计与(4/9) 'V3B相比相等或者更大。这些单相反相器2B-INV、 3B-INV、 1B-INV作为输出能够发生 正负以及零的电压，反相器单元1通过等级控制输出作为组合了这些 发生电压的总和的电压VA。该输出电压Va用具有屯抗器6a以及电 容器6b的平滑滤波器6进行平滑，将交流电压V。w提供给系统5。而 且，假设系统5用柱形变压器将中点R接地。接着，用图2说明连接各直流电源V2B、 V3B、 V化的DC/DC变 换器4。而且，虽然图2表示包含了功率调节器的DC/DC变换器4 的电路构成，但为了方便，直流电源2以及升压斩波器电路3省略图 示。在此，用斩波器电路7a、 7b构成DC/DC变换器4，将斩波器电 路7a连接在最大直流电源V犯和直流电源Vw之间，将斩波器电路 7b连接在最大直流电源V犯和直流电源V2B之间。各斩波器电路7a、 7b用电抗器Ll、 L2、 二极管DzlA、 Dz2A以及开关Qs、 Qr构成， 分别具有作为DC/DC变换器的功能。而后，通过斩波器电路7a的动 作，从最大直流电源V3B经由最大单相反相器3B-INV以及单相反相 器1B-INV向直流电源Vm提供电力，通过斩波器电路7b的动作，从 最大直流电源V3B经由最大单相反相器3B-INV以及单相反相器 2B-INV向直流电源V2B提供电力。此外，配设二极管DzlB、 Dz2B，
防止从最大直流电源V犯的电位向直流电源V1B、直流电源V2B的各 电位直接有电5充逆5克。根据图3说明各单相反相器2B-INV、 3B-INV、 1B-INV以及斩 波器电路7a、 7b的动作。如图3所示单相反相器1B-INV的输出和单 相反相器2B-INV的输出相等，各单相反相器1B-INV、 2B-INV以补 充目标输出电压和最大单相反相器3B-INV的输出电压的差分的方式 通过PWM控制来进行输出。实际上，控制成电流流入系统5，但当 设置在输出一侧上的电抗器6a非常小的情况下，对反相器单元1的 输出电压VA进行了平均化的电压和系统电压之间的差变小，即使^人 为大致相同也没有妨碍。在最大单相反相器3B-INV的切换元件Q31、 Q32接通，最大单 相反相器3B-INV输出负电压时，使斩波器电路7a的开关Qs的接通 和关断。在该期间内，在Tsi期间单相反相器1B-INV通过PWM控 制输出负电压，切换元件Q12接通，使切换元件Qll、 Q14交替接通。 在该T^期间，因为切换元件Q31、 Q12接通，所以由于开关Qs的 接通和关断，用从最大直流电源V3B通过切换元件Q31、 Q12流过的 电流iLl对电抗器Ll充电，用从电抗器Ll通过二极管DzlA流过的 电流iLlx向直流电源Vm提供电力。此外，在切换元件Q31、 Q32接通的期间内，在Ts2期间单相反 相器1B-INV通过PWM控制而输出正电压，使切换元件Q13接通， 使切换元件Qll、 Q14交替接通。在该Ts2期间，通过开关Qs的接 通和关断，用从最大直流电源V犯通过切换元件Q31、切换元件Q13 的反并联二极管、直流电源Vnj流过的电流iLl对电抗器Ll充电， 用从电抗器Ll通过二极管DzlA流过的电流iLlx向直流电源Vw提 供电力。这样在最大单相反相器3B-INV的切换元件Q31接通，将最大直流电源V3B的正极连接到交流输出用电力线上时，通过使斩波器电路7a的开关Qs接通和关断，能够从最大直流电源V3B经由最大单相反 相器3B-INV以及单相反相器1B-INV向直流电源Vm提供电力。
此外，在最大单相反相器3B-INV的切换元件Q33、 Q34接通， 最大单相反相器3B-INV输出正电压时，使斩波器电路7b的开关Qr 接通和关断。在该期间内，在Tn期间单相反相器2B-INV通过PWM 控制输出正电压，使切换元件Q24接通，使切换元件Q22、 Q23交替 接通。在该Tn期间，因为切换元件Q33、 Q24接通，所以通过开关 Qr的接通和关断，用从最大直流电源V3B通过切换元件Q33、 Q24 流过的电流iL2对电抗器L2充电，用从电抗器L2通过二极管Dz2A 流过的电流iL2x向直流电源V2B提供电力。此外，在切换元件Q33、 Q34接通的期间内，在Tr2期间通过PWM 控制使单相反相器2B-INV输出负电压，使切换元件Q21接通，使切 换元件Q22、 Q23交替接通。在该Tr2期间，通过开关Qr的接通和 关断，用从最大直流电源V3B通过切换元件Q33、切换元件Q21的反 并联二极管、直流电源V2B流过的电流iL2对电抗器L2充电，用从 电抗器L2通过二极管Dz2A流过的电流iL2x向直流电源丫28提供电 力。这样在最大单相反相器3B-INV的切换元件Q33接通，最大直流 电源V3B的正极与交流输出用电力线连接时，通过使斩波器电路7b 的开关Qr接通和关断，能够从最大直流电源V3B经由最大单相反相 器3B-INV以及单相反相器2B-1NV向直流电源V2B提供电力。此外，在最大单相反相器3B-INV的输出电压是0期间，在接通 使最大单相反相器3B-INV的交流一侧两个端子之间短路的半导体开 关Qx、 Qy从而设置成导通状态的同时，将最大单相反相器3B-INV 内的全部的半导体开关Q31 Q34设置为关断状态。这种情况下，因 为以单相反相器1B-INV的输出和单相反相器2B-INV的输出相等的 方式进行动作，所以最大直流电源V 3 b的中间点X与作为功率调节器 的输出电压V。ut的中间电位的接地电位大致相等。如上所述在本实施方式中，通过各单相反相器2B-INV、3B-INV、 1B-INV的发生电压的组合，能够以更良好的精度得到接近正弦波的 输出电压波形，能够将输出 一侧的平滑滤波器6设置成小容量或者省
略，能够将装置构成设置成小型。此外，因为连接将用升压斩波器电路3对太阳光电压Vo进行了升压的直流电压V犯作为直流电源的最 大单相反相器3B-INV，和将从该最大直流电源V犯提供电力的直流 电源V^、 V2B作为输入的单相反相器2B-INV、 1B-INV，以利用各单 相反相器的发生电压的总和得到输出电压的方式构成功率调节器，所 以能够高效率地输出比用升压斩波器电路3进行升压的直流电压V3B 还高的电压。进而，用具有电抗器L1、 L2、整流用元件DzlA、 Dz2A以及开 关Qs、 Qr的斩波器电路7a、 7b构成DC/DC变换器4，斩波器电路 7a、 7b从最大直流电源V3B经由各单相反相器内的切换元件向直流电 源V^、 V2B提供电力。因此，没有如在使用了变压器的电力传送中看 到的那样的，变压器的漏电感和励磁电感引起的效率下降等，能够以高效率的电力传送提供电力，可以设定直流电源V,B、 V2B的电压，所以功率调节器整体的效率进一步提高。这样，转换效率提高，能够得 到变成小型且便宜的装置构成的功率调节器。此外，在最大单相反相器3B-INV将最大直流电源V化的正极与 交流输出用电力线连接的使切换元件Q31、 Q33接通的动作期间，斩 波器电路7a、 7b使开关Qs、 Qr接通和关断，对电抗器L1、 L2充电， 能够用从电抗器L1、 L2通过二极管DzlA、 Dz2A流过的电流可靠地向直流电源V^、 V2B提供电力。进而，因为以最大单相反相器3B-INV为中央，在其两侧配置单 相反相器2B-INV、 1B-INV进行连接，所以能够容易从最大单相反相 器3B-INV的最大直流电源V3B向两侧的各单相反相器2B-INV、 1B-INV的直流电源V1B、 V2B有效地提供电力。实施方式2接着，以下根据图4说明本发明的实施方式2的功率调节器。如 图4所示，和上述实施方式1 一样，用具有电抗器L1、 L2、直流用 元件DzlA、Dz2A，以及开关Qs、Qr的斩波器电路7a、7b构成DC/DC 变换器4，但在本实施方式中，用由磁性材料构成的磁耦合芯100使
各斩波器电路7a、 7b的电抗器Ll、 L2进行磁耦合。而且，电抗器L1、 L2的磁耦合以外的构成和上述实施方式1 一 样。此外，图4为了方便对直流电源2以及升压斩波器电路3省略图 示。以下说明动作。
如在上述实施方式1所示，在最大单相反相器3B-INV是负电压 输出时，使斩波器电路7a的开关Qs接通和关断而向直流电源V,b提 供电力，因斩波器电路7a的动作而积攒在电抗器Ll中的能量，能够 以磁耦合的比例向斩波器电路7b的电抗器L2转移。因此，能够在斩 波器电路7a、 7b这双方上利用上述能量，不仅能够向直流电源V1B 提供电力而且还能够向直流电源V2B提供电力。同样，在最大单相反 相器3B-INV是正电压输出时使斩波器电路7b的开关Qr接通和关断， 通过以磁耦合的比例使积攒在电抗器L2中的能量向电抗器Ll转移，不仅能够向直流电源V2B提供电力而且还能够向直流电源V^提供电力。
在上述实施方式1中所示的功率调节器中，各直流电源V1B、 V2B 只在基本交流波(basic AC wave) 1周期中的半周期提供电力，而在本实施方式中，各直流电源VnB、 V2B跨越基本交流波1周期，能够在最大单相反相器3B-INV输出期间进行充电。因此，DC/DC变换器4 (斩波器电路7a、 7b)的利用率提高。
此外，在上述实施方式l中，各斩波器电路7a、 7b需要在半周 期内提供各直流电源V1B、 Vm的l周期所需要的能量，但在本实施方 式中，因为能够跨越l个周期提供电力，所以对所处理的能量进行平 均化，能够降低电流峰值，能够降低损失。此外因为不需要流过大的 电流，所以磁耦合芯100也可以小。进而，与在每半个周期向各直流电源V1B、 V2B交替提供电力的上述实施方式l相比，能够抑制直流电 源VtB和直流电源V2B的电压的不平衡，能够抑制最大单相反相器3B-INV的中点电位的变动。由此，当将最大直流电源V3B与太阳能 电池(直流电源2)连接的情况下，能够抑制泄漏电流的发生。
以下根据图5说明在上述实施方式2的功率调节器中，由电抗器 Ll、 L2感应的电动势的极性是同一方向的情况。如图所示，用由磁性材料构成的磁耦合芯100使各斩波器电路 7a、 7b的电抗器Ll、 L2进行磁耦合，而此时，各电抗器L1、 L2以 由2个电抗器Ll、 L2感应出的电动势的极性变成同一方向的方式构 成各绕组(winding)。根据图6说明在图5所示的功率调节器中，各单相反相器 2B-INV、 3B-INV、 1B-INV以及斩波器电路7a、 7b的动作。和上述 实施方式1 一样，单相反相器1B-INV的输出和单相反相器2B-INV 的输出相等，各单相反相器1B-INV、 2B-INV以补充目标输出电压和 最大单相反相器3B-INV的输出电压的差分的方式通过PWM控制来 输出。在最大单相反相器3B-INV的切换元件Q31、 Q32接通，最大单 相反相器3B-INV输出负电压时，使斩波器电路7a的开关Qs接通和 关断。在该期间内，在T^期间单相反相器1B-INV通过PWM控制 输出负电压，在Ts2期间单相反相器1B-INV通过PWM控制输出正 电压。无论在哪个期间，通过开关Qs的接通和关断，如以下那样，各直流电源V1B、 V2B能够从最大直流电源V犯提供电力。在开关Qs接通时，在Tw期间中，从最大直流电源V3B通过切换元件Q31、 Q12流过电流iLl，在Ts2期间，从最大直流电源V3B 通过切换元件Q31、切换元件Q13的反并联二极管、直流电源V^流 过电流iLl。用该电流iLl对斩波器电路7a的电抗器Ll充电，蓄积 能量，但也将能量转移到与电抗器Ll磁耦合的斩波器电路7b的电抗 器L2中。此时，在电抗器L2上发生与电抗器L1同样极性的电压， 但因为二极管Dz2A阻止电流，所以不发生电流iL2。如果开关Qs变成关断状态，则各电抗器L1、 L2因蓄积的能量 而分别流过电流iLlx、 iL2x，向各直流电源V1B、 V2B提供电力。这 样，通过斩波器电路7a的开关Qs进行切换动作，能够向2个单相反 相器1B-INV、 2B-INV的直流电源V1B、 V2B提供电力。
在最大单相反相器3B-INV的切换元件Q33、 Q34接通，最大单 相反相器3B-INV输出正电压时，使斩波器电路7b的开关Qr接通和 关断。在该期间内，在Tn期间中，单相反相器2B-INV通过PWM 控制输出正电压，在Tr2期间中，单相反相器2B-INV通过PWM控 制输出负电压。无论在哪个期间，通过开关Qr的接通和关断，如以下那样各直流电源V1B、 V2B能够从最大直流电源V犯提供电力。在开关Qr接通时，在Tn期间中，从最大直流电源V犯通过切 换元件Q33、 Q24流过电流iL2，在1\2期间中，从最大直流电源V3B 通过切换元件Q33、切换元件Q21的反并联二极管、直流电源V化流 过电流iL2。用该电流iL2对斩波器电路7b的电抗器L2充电并蓄积 能量，但也向和电抗器L2磁耦合的斩波器电路7a的电抗器Ll转移 能量。此时，在电抗器L1中发生和电抗器L2同样极性的电压，但因 为二极管DzlB阻止电流，所以不发生电流iLl。如果开关Qr变成关断状态，则各电抗器L1、 L2通过蓄积的能 量分别流过电流iLlx、 iL2x，向各直流电源V1B、 V2B提供电力。这 样，通过斩波器电路7b的开关Qr进行切换动作，能够向2个单相反 相器1B-INV、 2B-INV的直流电源V1B、 V2B提供电力。以下，根据图7说明在上述实施方式2的功率调节器中，由电抗 器L1、 L2感应出的电动势的极性是相互反方向的情况。如图所示，用由磁性材料构成的磁耦合芯100使各斩波器电路 7a、 7b的电抗器Ll、 L2进行磁耦合，而此时，各电抗器L1、 L2以 由2个电抗器L1、 L2感应出的电动势的极性变成相反方向的方式构 成各绕组，在磁耦合芯100上设置间隙而调整磁耦合的强度。以下说明在图7所示的功率调节器中，从最大直流电源V犯向各直流电源V^、 V2B提供电力的动作。在最大单相反相器3B-INV的切换元件Q31、 Q32接通，最大单 相反相器3B-INV输出负电压时，如果使斩波器电路7a的开关Qs 接通和关断，则电抗器Ll被充电，但在电抗器L2上发生和电抗器 Ll反极性的电压。靠在该电抗器L2上发生的电压的作用，经由二极 管Dz2A流过电流iL2x并向直流电源V2B提供电力。此时的向直流电 源V^提供电力的动作和图5所示的情况一样。而且，用在电抗器L2上发生的电压能够对直流电源V2B充电， 但因为如果直流电源V犯和直流电源V2B的电压差大则冲击电流(rush current)流入直流电源V2B，所以为了防止该现象，用设置在磁耦合 芯100上的间隙，调整电抗器L1和电抗器L2的磁耦合的强度。最大单相反相器3B-INV输出正电压时也一样，如果使斩波器电 路7b的开关Qr接通和关断，则对电抗器L2充电，在电抗器Ll上 发生和电抗器Ll反极性的电压。通过用在该电抗器Ll上发生的电压向直流电源V^提供电力，能够向直流电源V1B、 V2B这双方提供电力。这种情况下，也是用设置在磁耦合芯100上的间隙防止向直流电源 V^流入冲击电流。 实施方式3在上述实施方式1、 2中，是将最大单相反相器3B-INV配置在 中央，以下根据图8表示按照成为输入的直流电源V1B、 V2B、 V犯的 电压的升序配置的情况。这种情况下也是，最大单相反相器3B-INV的最大直流电源V3B 是用升压斩波器电路3对作为第3直流电源的、根据太阳能的直流电 源2中得到的直流电压Vo进行升压而生成的，但在图8中，为了方 便，省略直流电源2以及升压斩波器电路3。以成为规定的电压比的 方式用DC/DC变换器4 (参照图1)控制直流电源的电压V1B、 V2B、 V3B，在此，假设Vm: V2B: V3B=1:3:9。用斩波器电路7a、 7b构成DC/DC变换器4，在直流电源丫28和 直流电源Vm之间连接斩波器电路7a,在最大直流电源V犯和直流电 源V2B之间连接斩波器电路7b。各斩波器电路7a、 7b用电抗器Ll、 L2、 二极管DzlA、 Dz2A以及开关Qs、 Qr构成，分别作为DC/DC 变换器动作。而后，通过斩波器电路7b的动作，从最大直流电源V犯 经由最大单相反相器3B-INV以及单相反相器2B-INV向直流电源V2B 提供电力，通过斩波器电路7a的动作，从直流电源V2B经由单相反相 器2B-INV以及单相反相器1B-INV向直流电源V^提供电力。此夕卜， 配设二极管DzlB、 Dz2B，防止从直流电源V2B的电位向直流电源V1B的电位，以及从最大直流电源V3B的电位向直流电源V2B的电位，分别直接有电流逆流的现象。根据图9说明各单相反相器1B-INV、 2B-INV、 3B-INV以及斩 波器电路7a、 7b的动作。如图9所示，各单相反相器1B-INV、 2B-INV 以补充目标输出电压和最大单相反相器3B-INV的输出电压的差分的 方式通过PWM控制来输出。在此，虽然表示单相反相器1B-INV的 输出和单相反相器2B-INV的输出相等，但并不限于此。在最大单相反相器3B-INV的切换元件Q33、 Q34接通，最大单 相反相器3B-INV输出正电压时，使斩波器电路7b的开关Qr接通和 关断。在该期间内，在Tu期间单相反相器2B-INV通过PWM控制 输出正电压，使切换元件Q24接通，使切换元件Q22、 Q23交替接通。 在该Tn期间，因为切换元件Q33、 Q24接通，所以通过开关Qr的 接通和关断，用从最大直流电源V3B通过切换元件Q33、 Q24流过的 电流iL2对电抗器L2充电，用从电抗器2通过二极管Dz2A流过的 电流iL2x向直流电源V2B提供电力。此外，在切换元件Q33、 Q34接通的期间内，在Tr2期间单相反 相器2B-INV通过PWM控制输出负电压，使切换元件Q21接通，使 切换元件Q22、 Q23交替接通。在该Tr2期间，通过开关Qr的接通 和关断，用从最大直流电源V3B通过切换元件Q33、切换元件Q21的 反并联二极管、直流电源V2B流过的电流iL2对电抗器L2充电，用 从电抗器L2通过二极管Dz2A流过的电流iL2x向直流电源V2b提供 电力。这样在最大单相反相器3B-INV的切换元件Q33接通，最大直流 电源V3B的正极与交流输出用电力线连接时，通过使斩波器电路7b 的开关Qr接通和关断，能够从最大直流电源V3B经由最大单相反相 器3B-INV以及单相反相器2B-INV向直流电源V2B提供电力。此外，在单相反相器2B-INV输出正或者负的电压时，使斩波器
电路7a的开关Qs接通和关断。在该期间内，T^期间和Ts3期间中， 单相反相器1B-INV、 2B-INV分别通过PWM控制输出正电压，使切 换元件Q14、 Q24接通，使切换元件Q12、 Q13和切换元件Q22、 Q23 分别交替接通，当在该Tw、 Ts3期间切换元件Q23、 Q14接通时，通 过开关Qs的接通和关断，用从直流电源V2B通过切换元件Q23、 Q14 流过的电流iLl对电抗器Ll充电，用从电抗器Ll通过二极管DzlA 流过的电流向直流电源V^提供电力。此外，在Ts2期间单相反相器1B-INV、 2B-INV分别通过PWM 控制输出负电压，使切换元件Qll、 Q21接通，使切换元件Q12、 Q13 和切换元件Q22、 Q23分别交替接通。在该Ts2期间在切换元件Q23接通时，由于开关QS的接通和关断，用从直流电源V2B通过切换元件Q23、切换元件Qll的反并联二极管、直流电源V^流过的电流iLl 对电抗器Ll充电，用从电抗器Ll通过二极管DzlA流过的电流向直 流电源Vm提供电力。这样在单相反相器2B-INV的切换元件Q23接通而将直流电源 V2B的正极连接在交流输出用电力线上时，通过使斩波器电路7a的开 关Qs接通和关断，能够从直流电源V2B经由单相反相器2B-INV以及 单相反相器1B-INV向直流电源Vm提供电力。即使在该实施方式中，也能够得到转换效率提高，变成小型且便 宜的装置构成的功率调节器。此外，在本实施方式中，将最大单相反相器3B-INV配置在一端， 从最大单相反相器3B-INV的最大直流电源V3B向相邻连接的单相反 相器2B-INV的直流电源V2B提供电力，进而从单相反相器2B-INV 的直流电源V2B向相邻连接的单相反相器1B-INV的直流电源Vnj提 供电力。这样，因为分别从在直流电源的电压增大的方向上相邻连接 的单相反相器3B-INV、 2B-INV的各直流电源V3B、 V2b向最大直流 电源V化以外的直流电源V2B、 Vm提供电力，所以能够容易并且可靠 地向最大直流电源V犯以外的直流电源V2B、 V^提供电力，可以设定直流电源V^、 V2B的电压。
而且，在上述实施方式3中，将单相反相器设置成3个，也可以 是2个或者4个及4个以上，通过以成为输入的各直流电源的电压的 升序，或者降序配置，将最大单相反相器配置在一端，和上述的实施 方式一样，能够容易并且可靠地向最大直流电源以外的各直流电源提 供电力。实施方式4在上述各实施方式中，用斩波器电路7a、 7b构成DC/DC变换 器4，以下表示使用了用变压器构成的双向DC/DC变换器的情况。而 且，电力转换装置的主电路构成和图1所示的构成一样，或者将单相 反相器按照成为输入的各直流电源的电压的升序，或者降序来配置， 也可以删除切换元件Qx、 Qy。图10~图12表示连接各直流电源V1B、 V2B、 V犯的双向DC/DC 变换器的3个构成例子。图10 (a)所示的双向DC/DC变换器11用变压器和开关Qdl、 Qd2、 Qd3构成，将与各直流电源V1B、 V2B、 V犯连接的变压器的绕 组lla、 llb、 lie连接为在最大直流电源V犯和直流电源V2B之间构 成正激式变换器(forward converter)，且在最大直流电源V3B和直 流电源V^之间构成反激式变换器(fly-back converter )。此外，各 直流电压比设置成V1B:V2B:V3B=1:3:9。图10 (b)表示成为各开关Qdl、 Qd2、 Qd3的驱动信号的栅极电压。开关Qd3的栅极电压和开关Qdl的栅极电压处于反转的关系， V化和ViB的电压关系根据Td和变压器的圏数比的值确定为9:1。此 时，如果各电压V犯、V^的电压关系是V3B>9V1B，则从最大直流电源V3B向直流电源Vuj传送电力，如果是V3B〈9V化，则从直流电源V^向最大直流电源V犯传送电力。此外，开关Qd3的栅极电压和开关Qd2的栅极电压处于相同的关系，V犯和V2B的电压关系仅用变压器的圏数比的值确定为3:1。此时，如果各电压V犯、V2B的电压关系是V3B>3V2B，则从最大直流电源V邓向直流电源V2B传送电力，如果是V犯〈3V2B，则从直流电源 V2B向最大直流电源V犯传送电力。通过改变Td能够控制V1B，此外因为V2B用变压器的圏数比决定，所以任一个电压V1B、 V2B都可以设定为规定的值。在这种双向 DC/DC变换器11中，因为用反激式变换器连接最大直流电源V犯和 直流电源V^之间，所以用少量的元件就能够设定直流电源V1B、 V2B 的电压。图11 (a)所示的双向DC/DC变换器12用变压器、开关Qdl、 Qd2、 Qd3和复位绕组13构成。将与各直流电源V1B、 V2B、 V犯连接 的变压器的绕组12a、 12b、 12c连接为使最大直流电源V犯和各直流电源Vm、 V2B之间分别构成正激式变换器。图11 (b)表示成为各开关Qdl、 Qd2、 Qd3的驱动信号的栅极电压。各开关Qdl、 Qd2、 Qd3的栅极电压是相同关系，各电压V1B、 V2B、 V3B的关系只用变压器的圏数比的值确定为1:3:9。此时，如果 V3B>9V1B，则从最大直流电源V化向直流电源ViB传送电力，如果是 V3B<9V1B,则从直流电源Vnj向最大直流电源V犯传送电力。此外， 如果V3B>3V2B，则从最大直流电源V犯向直流电源V2B传送电力，如果是V3B<3V2B，则从直流电源V2B向最大直流电源V3B传送电力。 由此，任一个电压Vm、 V2B都可以设定为规定的值。在这样的双向DC/DC变换器12中，将最大直流电源V犯和各直流电源V1B、 V2B之间分别连接为构成正激式变换器，励磁磁通的处理用最大直流电源V3B —侧的复位绕组13进行，所以能够减小励磁电流 且能够减小变压器的铁损。图12 (a)所示的双向DC/DC变换器14用变压器和开关Qdl、 Qd2、 Qd3构成，将与各直流电源V1B、 V2B、 V3B连接的变压器的绕 组14a、 14b、 14c连接为使最大直流电源V犯和各直流电源V1B、 V2B 之间分别构成反激式变换器。图12 (b)表示成为各开关Qdl、 Qd2、 Qd3的驱动信号的栅极电压。开关Qd3的栅极电压和各开关Qdl、 Qd2的栅极电压处于反转 的关系，各电压V1B、 V2B、 V犯的关系用Td和变压器的围数比的值 确定为1:3:9。这种情况下，通过改变Td，能够可靠地控制各V,b、 V2B，由此，任一个电压V^、 v2b都可以稳定地控制在规定的值。实施方式5在上述实施方式l中，用斩波器电路7a、 7b构成的DC/DC变 换器4进行只从最大直流电源V3B提供电力的一个方向的电力供给动作。在这种单向DC/DC变换器4中，即使各V!b、 v2b的电压比率增高，也不能从直流电源V化、ViB进行电力传送，但在本实施方式中，如图13所示，调整最大单相反相器3B-INV的输出脉冲宽度，调整各 直流电源v2b、 Vni的电力量。在此，将从功率调节器输出的交流电压V。w的最大值(波峰值) 设置成Vm，设电压利用率-Vm/ (V1B+V2B+V3B)。以下说明该电压 利用率和从经由各反相器的放电量中减去充电量的直流电源V1B、 V2B 的变动电力量的关系。假设Q1B、 Q2B是通过经由各单相反相器 1B-INV、 2B-INV、 3B-INV的放电和充电从直;充电源V1B、 V2B ;充出 的电荷量。在各反相器的直流电源V1B、 V2B、 V犯的电压比是1:3:9 的关系时，当在与功率调节器连接的负载上以正弦波流过功率因数1的电流的情况下，可知成为直流电源V1B、 v2b的总变动电力量的流出电荷量(Q1B+Q2B)在电压利用率P (=约0.83)下变成零。如图13 (a)所示，在功率调节器的升压斩波器电路3的输出电 压Vc ( V3B)是约235V时，变成电压利用率=约0.83，来自直流电源 V1B、 v2b的流出电荷量(Q1B+Q2B)变成零附近。而且，15是最大单 相反相器3B-INV的输出脉沖，16是单相反相器1B-INV、 2B-INV的 合计输出，17是来自功率调节器的交流输出电压V。ut。以下，如图13(b)所示，由于外部气温的上升等，太阳能的电
压下降，在功率调节器的升压斩波器电路3的输出电压Vc (V3B)例 如是约204V时，变成电压利用率-约0.95，来自直流电源V1B、 V2B 的流出电荷量(Q1B+Q2B)增大。这种情况下，如果扩大最大单相反 相器3B-INV的输出脉沖宽度，则单相反相器1B-INV、 2B-INV的电 力负担减小，(Q1B+Q2B)接近零。而且，15a、 15b分别是脉冲宽度 调整前后的最大单相反相器3B-INV的输出脉冲，16a、 16b分别是脉 冲宽度调整前后的单相反相器1B-INV、 2B-INV的合计输出。以下，如图13(c)所示，由于外部气温的下降等，太阳能的电 压上升，在功率调节器的升压斩波器电路3的输出电压Vc (V3B)例 如是约260V时，变成电压利用率-约0.75，来自直流电源V1B、 V2B 的流出电荷量(Q1B+Q2B)变成负。这种情况下，如果缩小最大单相 反相器3B-INV的输出脉冲宽度，则单相反相器1B-INV、 2B-INV的 电力负担增大，(Q1B+Q2B)成为正。而且，15c、 15d分别是脉冲宽 度调整前后的最大单相反相器3B-INV的输出脉沖，16c、 16d分别是 脉沖宽度调整前后的单相反相器1B-INV、 2B-INV的合计输出。这样通过增减最大单相反相器3B-INV的输出脉沖宽度，能够容 易调整单相反相器1B-INV、 2B-INV的电力负担，所以能够容易调整 来自直流电源Vw、 V2B的流出电荷量(Q1B+Q2B)。此时，只要设定 为各个单相反相器1B-INV、 2B-INV具有为了得到单相反相器 1B-INV、 2B-INV的合计输出所需要的直流电压，就可以得到规定的 输出。因此，如图13 (c)所示，即使Vc (V3B)上升，(QiB+Q2B) 变成负，也能够缩小最大单相反相器3B-INV的输出脉冲宽度而将 (Qib+Q2b)设置成正或者0。由此，不需要从直流电源V1B、 V化向 最大直流电源V3B提供电力，使用只从最大直流电源V犯提供电力的 单向DC/DC变换器4，能够稳定地控制直流电源V1B、 V2B的电压。进而，如上所述，通过增减最大单相反相器3B-INV的输出脉沖 宽度，能够容易调整(Q1B+Q2B)，所以能够容易调整(Q1B+Q2B)接 近于0。因此，能够使DC/DC变换器4处理的电力接近于0，效率提
高。而且，这种控制在上述实施方式4的情况下也适用，能够使双向 DC/DC变换器11、 12、 14处理的电力接近于0，效率提高。 实施方式6以下，表示作为在上述实施方式1的图1中所示的同样的电路构 成的功率调节器中，提高升压斩波器电路3的效率的情况。可是，在200V的交流输出所需要的最大输出电压是约282V, 反相器单元1的输出电压VA最大能够输出到V1B+V2B+V3B。因此如果 V!b+V2b+V3b約在282V或者以上，则功率调节器可以输出200V的交流。V,B+V2B+V3B比用升压斩波器电路3升压的电压V犯大，例如当V1B、 V2B、 V3B的关系是2:2:9的情况下，变成V犯的13/9倍。即，在 V3B约大于等于195时，Vm+V2B+V3B变成大于等于282V，这成为交 流输出的条件。如果太阳能电压V。大于等于195V，则即使升压斩波器电路3 不进行升压动作，V3B也约大于等于195V，能够得到规定的交流输出。 因此，在本实施方式中，在直流电源2中得到的直流电压(太阳能电 压)V。直到规定的电压V^ (195V)为止使IGBT开关3a接通和关 断，以升压至该电压Vm!，如果超过规定的电压Vnu则停止IGBT开 关3a从而停止升压斩波器电路3的升压动作。和太阳能电压Vo的增加一同使升压率下降，升压斩波器电路3 的效率变得良好，但如果停止IGBT开关3a则损失大幅度下降，只 有二极管3c的导通损失。进而伴随太阳能电压Vo的增加，电流下降， 在二极管3c中的导通损失降低。在本实施方式中，在太阳能电压Vo超过规定的电压Vml (195V ) 时，停止IGBT开关3a而使升压动作停止，所以如上所述能够大大 降低涉及升压的损失，能够得到转换效率高的功率调节器。而且，停 止升压动作的规定的电压V^只要大于等于约195V即可，设置成更 低的电压时能够进一步降低升压斩波器电路3的损失。实施方式7图14是表示本发明的实施方式7的功率调节器的示意构成图。
本实施方式的功率调节器在上述实施方式l的图1所示的功率调节器中具备对升压斩波器电路3进行旁路的旁路电路20。如图14所示，升压斩波器电路3对在直流电源2中得到的直流电压Vo进行升压，得到作为最大直流电源V3B的电压的V3B。此外，在升压停止时因为对升压斩波器电路3进行旁路，所以例如具有继电 器20a的旁路电路20与升压斩波器电路3并联连接。在升压斩波器电路3中，和上述实施方式6—样，用成为输入的 直流电源2得到的直流电压(太阳能电源)Vo直至规定的电压Vml (195V)为止，使IGBT开关3a接通和关断以升压至该电压Vml。 此间，开放旁路电路20的继电器20a。而后，如果超过规定的电压 V^则停止IGBT开关3a。此时，关闭旁路电路20的继电器20a在 旁路电路20—侧流过电流，对升压斩波器电路3的电抗器3b以及二 极管3c进行旁路。在太阳能电压V。小于等于规定的电压V^的范围中，因为升压 斩波器电路3升压为使输出电压V犯成为一定电压Vml，所以和太阳 能电压Vo的增加一同使升压率下降，升压斩波器电路3的效率变得 良好。如果太阳能电压V。超过规定的电压Vml，因为停止升压动作， 关闭旁路电路20的继电器20a而在旁路电路20 —侧流过电流，所以 几乎没有损失。因此太阳能电压V0以电压Vml为界升压斩波器电路3 的效率急剧增加。而且，停止升压动作的规定的电压V^只要大于等于约195V即 可，设置成更低的电压时能够进一步降低斩波器电路3的损失。而后， 在停止升压动作后，不仅因IGBT开关3a的停止带来的大幅度损失 降低，而且通过对升压斩波器电路3内的电抗器3b以及二极管3c进 行旁路，还能够消除电抗器3b以及二极管3c的导通损失，在升压斩 波器电路3中的损失几乎没有。因此，能够得到转换效率高的功率调 节器。以下根据图15 图17表示上述实施方式7中的旁路电路20的详细。
旁路电路20用继电器20a构成，对升压斩波器电路3内的串联 连接的电抗器3b以及二极管3c某一方或者双方进行旁路。图15如上述实施方式7的图14所示，表示用继电器20a对电抗 器3b以及二极管3c进行旁路的旁路电路20。图16表示另一例子的 旁路电路20,用继电器20a只对二极管3c进行旁路。图17表示第2 个另一例子的旁路电路20，用继电器20a只对电抗器3b进行旁路。此外，在继电器20a上并联连接自消弧型的半导体开关20b。因 为继电器20a—般在零电流下开放，或者在#<电压下开放，所以直流 电流难以切断，但通过这样并联配备半导体开关20b能够容易切断。 这种情况下，开放继电器20a的同时使半导体开关20b接通，暂时将 电流转移到半导体开关20b。由此切断流过继电器20a的电流，其后 使半导体开关20b关断。无论哪种情况，如果太阳能电压Vo超过规定的电压Vml，则停 止IGBT开关3a使升压动作停止，关闭旁路电路20的继电器20a， 在旁路电路20 —侧流过电流。在图15的情况下，通过对升压斩波器电路3内的电抗器3b以及二极管3c进行旁路，能够消除电抗器3b以及二极管3c的导通损失， 增加功率调节器整体的效率。在图16的情况下，通过只对升压斩波器电路3内的二极管3c进 行旁路，能够消除二极管3c的导通损失，增加功率调节器整体的效 率。这种情况下，因为不对电抗器3b进行旁路，所以能够将电抗器 3b作为滤波器使用。在图15、图16中，因为对二极管3c进行旁路，所以如果直流 电源V犯比太阳能电压Vo高，则招致电流的逆流或进一步招致对作 为直流电源2的太阳能板的逆电压，有可能引起板的损伤。因此其构 成是，检测流过继电器20a的电流，如果该电流变成小于等于一定值， 则开放继电器20a，切换到经由电抗器3b以及二极管3c的电流路径。 通过这样开放继电器20a使二极管3c的功能有效，具备逆流防止以 及太阳能板的逆电压保护功能。
而且，在开放继电器20a时，即使因检测的迟緩等已发生了逆电 流，通过暂时将电流转移到半导体开关20b也能够可靠地切断。在图17的情况下，通过只对升压斩波器电路3内的电抗器3b 进行旁路，能够消除电抗器3b的导通损失，增加功率调节器整体的 效率。此外，因为未对二极管3c进行旁路，所以能够用二极管3c进 行逆流防止以及太阳能板的逆电压保护，能够容易提高可靠性。这种 情况下，即使未设置半导体开关20b，继电器20a也能够切断，但通 过设置半导体开关20b，即使在二极管3c异常等的情况下也能够切断。广泛地适用于在将太阳能等的分散电源的直流电压升压到需要 的电压后，转换为交流并与系统连接的无停电电源装置，或者将转换 后的交流电力提供给负载的反相器装置。
权利要求
1.一种电力转换装置，串联连接多个将直流电源的直流电力转换为交流电力的单相反相器的交流一侧，用从上述多个单相反相器中选择出的规定的组合产生的各发生电压的总和来控制输出电压，其特征在于成为上述多个单相反相器中的交流一侧相互相邻连接的第1、第2单相反相器的输入的第1、第2直流电源经由DC/DC变换器相互连接；上述DC/DC变换器经由上述第1、第2单相反相器内的切换元件从电压大的一方的上述第1直流电源向电压小的一方的上述第2直流电源提供电力。
2. 如权利要求l所述的电力转换装置，其特征在于上述DC/DC变换器由具有电抗器、整流用元件以及开关的斩波 器电路构成。
3. 如权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于 将上述第l直流电源作为输入的上述第l单相反相器在使将该第1直流电源的正极连接到交流输出用电力线上的切换元件接通的动作 期间，使上述斩波器电路内的上述开关进行接通和关断动作。
4. 如权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于 在成为上述多个单相反相器的输入的各直流电源中电压为最大的最大直流电源从第3直流电源生成，将该最大直流电源作为上述第 1直流电源；在将该第l直流电源作为输入的上述第l单相反相器的交流一侧 端子的两侧上分别连接上述第2单相反相器，该2个第2直流电源分 别具备上述斩波器电路，且从上述第1直流电源经由上述第1、第2 单相反相器内的切换元件提供电力。
5. 如权利要求4所述的电力转换装置，其特征在于 调整将上述最大直流电源作为输入的单相反相器的输出脉冲宽度，使从其他的各直流电源经由该各单相反相器的放电量中减去充电量而得到的总变动电力量为正或者0。
6. 如权利要求5所述的电力转换装置，其特征在于 调整上述单相反相器的输出脉冲宽度，使得上述总变动电力量减小。
7. 如权利要求4所述的电力转换装置，其特征在于 上述2个斩波器电路内的2个电抗器利用由磁性材料构成的磁耦合芯进行磁耦合。
8. 如权利要求7所述的电力转换装置，其特征在于上述2个电抗器由绕组构成，使得所感应的电动势的极性为同一方向。
9. 如权利要求7所述的电力转换装置，其特征在于上述2个电抗器由绕组构成，使得所感应的电动势的极性成为相 互反方向，在上述磁耦合芯上设置调整磁耦合比例的间隙。
10. 如权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于 上述多个单相反相器按照成为输入的直流电源的电压的升序或者降序连接，在该多个直流电源中电压为最大的最大直流电源从第3 电源生成，成为由上述多个单相反相器中交流一侧相互相邻连接的上述第 1、第2单相反相器构成的各对的输入的各第1、第2直流电源分别经 由上述斩波器电路连接，该各斩波器电路通过经由上述第1、第2单 相反相器内的切换元件从各对中电压大的一方的上述第l直流电源向 电压小的一方的上述第2直流电源提供电力，使上述最大直流电源以 外的上述各直流电源提供电力。
11. 如权利要求10所述的电力转换装置，其特征在于 调整将上述最大直流电源作为输入的单相反相器的输出脉冲宽度，使从其他的各直流电源经由该各单相反相器的放电量中减去充电 量而得到的总变动电力量为正或者0。
12. 如权利要求11所述的电力转换装置，其特征在于 调整上述单相反相器的输出脉沖宽度，使得上述总变动电力量减小。
13. 如权利要求l所述的电力转换装置，其特征在于 在成为上述多个单相反相器的输入的各直流电源中电压为最大的最大直流电源经由升压电路从第3直流电源生成，在该第3直流电 源的电压超过规定的电压时，停止上述升压电路内的开关的接通和关 断动作，从而使升压动作停止。
14. 如权利要求13所述的电力转换装置，其特征在于 具备对上述升压电路进行旁路的旁路电路；在上述第3直流电源的电压超过规定的电压时，停止上述升压电 路内的开关的接通和关断动作而使升压动作停止，并且用上述旁路电 路使该升压电路旁路。
15. 如权利要求14所述的电力转换装置，其特征在于 上述旁路电路用继电器构成。
16. 如权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于 输出规定的交流电压、交流电流并提供给负栽，或者将该规定的交流输出并联连接在系统上而与该系统连接。
全文摘要
将功率调节器构成为在中央配置将用升压斩波器电路(3)对太阳能电压进行了升压的直流电压(V<sub>3B</sub>)作为直流电源的最大单相反相器(3B-INV)，将以从该最大直流电源(V<sub>3B</sub>)提供电力的直流电源(V<sub>1B</sub>)、(V<sub>2B</sub>)作为输入的单相反相器(2B-INV)、(1B-INV)配置在最大单相反相器(3B-INV)的两侧，将各单相反相器的交流一侧串联连接，用各单相反相器的发生电压的总和得到输出电压。在最大直流电源(V<sub>3B</sub>)和直流电源(V<sub>1B</sub>)、(V<sub>2B</sub>)之间连接斩波器电路(7a)、(7b)，从最大直流电源(V<sub>3B</sub>)经由各单相反相器内的切换元件向直流电源(V<sub>1B</sub>)、(V<sub>2B</sub>)提供电力。
文档编号H02M3/155GK101128973SQ20068000605
公开日2008年2月20日 申请日期2006年2月21日 优先权日2005年2月25日
发明者伊藤宽, 原田茂树, 山田正树, 岩田明彦, 川上知之, 濑户诚 申请人:三菱电机株式会社