电动机控制装置的制作方法

专利名称：电动机控制装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及驱动控制电动机的电动机控制装置，尤其涉及采用一分流 电流检测方式的电动机控制装置。
背景技术：
为向电动机供给三相交流电并对电动机进行矢量控制，需要在u相、V相及W相三相之中检测两个相的电流(例如U相电流及V相电流)。为检 测两个相的电流，通常使用两个电流传感器(变流器(currenttransformer) 等)，但使用两个电流传感器导致嵌入了电动机的系统整体的成本提高。因此，以往提出了用一个电流传感器检测转换器与直流电源间的母线 电流(直流电流)，并从该检测到的母线电流中检测两个相的电流的方式。 该方式也称作一分流电流检测方式(单分流电流检测方式)，该方式的基 本原理记载于例如日本国专利第2712470号公报(以下称作专利文献1)。图18表示采用了一分流电流检测方式的以往的电动机驱动系统的整 体框图。转换器(P丽转换器)202具备三个相的具有上臂和下臂的半桥 电路，并通过按照从控制部203提供的三相电压指令值使各臂开关，由此 将来自直流电源204的直流电压变换为三相交流电压。该三相交流电压向 三相永磁铁同步式的电动机201供给，驱动控制电动机201。将连接转换器202内的各下臂与直流电源204的线路称为母线213。 电流传感器205向控制部203传递表示流过母线213的母线电流的信号。 控制部203通过在适当的时刻对电流传感器205的输出信号进行采样，检 测出电压电平变为最大的相(最大相)的相电流与变为最小的相(最小相) 的相电流，即两个相的电流。在各相的电压电平相互之间充分分开的情况下，利用上述的处理能够 检测两个相的电流，但如果电压的最大相与中间相接近或电压的最小相与
中间相接近，则不能够检测两个相的电流。而且，逐一参照图3、图4及图5 (a) (d)在后面对包括不能检测该两个相的电流的说明的一分流 电流检测方式进行说明。鉴于此，在日本国特开2004-64903号公报(以下称为专利文献2)中， 在一分流电流检测方式中，在不能检测两个相的电流的期间，从过去的电 流信息中推断三相电流。更具体地，通过将变换过去的三相电流得到的d 轴q轴电流进行三相逆变换，推断三相电流。在仅基于过去的三相电流进行推断的情况下，虽然在定常状态下估计 可达到一定程度的推断精度，但在过渡状态下，因为施加在电动机上的电 压的影响未在推断中反映，所以估计不能进行良好的推断。假设即使使用 可检测的一个相的电流信息，从而推断其余的相的电流，在该一个相的电 流信息中仍不能反映出施加电压的影响，难以实现良好的推断。此外，在日本国特开2003-189670号公报中，在一分流电流检测方式 中，在不能检测两个相的电流的期间，基于三相的栅极信号对相对于转换 器内的各臂的P丽信号的脉冲宽度进行修正。图19表示与该修正对应的、 一般的电压指令值(脉冲宽度)的修正 例。图19中，横轴表示时间，220u、 220v及220w表示U相、V相及W相 的电压电平。因为各相的电压电平遵循相对于各相的电压指令值(脉冲宽 度)，所以可以认为两者等价。如图19所示，为不使电压的"最大相与中 间相"及"最小相与中间相"接近为规定间隔以下，修正各相的电压指令 值(脉冲宽度)。由此，各相电压不会接近到不能检测两个相的电流的程 度，并可稳定地检测两个相的电流。但是，如果进行此种电压的修正，因为在各相电压交叉的附近的期间， 电压(电动机的施加电压矢量)不连续，所以对电动机的平滑的驱动可带 来不良影响。此外，需要由三个相的电压指令值(脉冲宽度)的关系决定 修正量，特别是在施加电压低时，存在需要对所有三相进行修正的情况， 从而修正处理繁杂。而且，在上述专利文献l中，对于不能检测两个相的电流的对应方法 并未记载。此外，在文献"杉本，另外2名，'AC伺服系统的理论与设计的实
际，，综合电子出版社，1990年1月，p.80-85"中，说明了如果对电动 机的电流控制适用非干涉控制，则电流响应能够近似一次延迟。此外，在 文献"比田，另外两名，"基于最大转矩控制轴的永磁铁同步电动机的无 位置传感器矢量控制"，平成18年电气学会产业应用部门大会讲演论文集， 电气学会产业应用部门，平成18年8月，p.385-388 (1_385 1-388)" 中记载了关于基于最大转矩控制轴的永磁铁同步电动机的无位置传感器 矢量控制的说明。如上述，可见通过采用一分流电流检测方式，系统整体的成本下降， 但存在一分流电流检测方式的特有的问题，并迫切希望解决该问题的技 术。发明内容因此，本发明的目的在于，在采用了一分流电流检测方式的情况下， 提供可实现良好的电动机控制的电动机控制装置及电动机驱动系统。本发明所述的电动机控制装置，其特征在于，具备电流检测机构， 其将在驱动三相式的电动机的转换器与直流电源间流通的电流作为检测 电流进行检测，和电流推定机构，其对在伴随所述电动机的转子的旋转而 旋转的旋转坐标上的、所述电动机的电流矢量进行推定，所述电动机控制 装置使用所述电流检测机构的检测结果与所述电流推定机构的推定结果 的任意一个，对流过所述电动机的电动机电流进行检测，基于检测到的所 述电动机电流，经由所述转换器，对所述电动机进行控制。并非如上述专利文献2所述对三相电流进行推定，而是对旋转坐标上 的电流矢量进行推定。在无法从检测电流检测两个相的电流的期间，可通 过使用推定的电流矢量对电动机进行适当地控制。并且例如，所述电流推定机构基于过去检测到的所述电动机电流、与 表示向所述电动机施加的施加电压需追随的电压的电压指令值，对所述电 流矢量进行推定。在进行电流矢量的推定时，通过还参照电压指令值，向电动机施加的 施加电压的影响被反映在电流矢量的推定中，即使在过渡状态下，仍能期 待良好的推定。更具体地例如，还具备电压指令值导出机构，其基于检测到的所述 电动机电流与表示该电动机电流需追随的电流的电流指令值，导出所述电 压指令值，所述转换器根据所述电压指令值对所述电动机进行驱动，所述 电流推定机构基于过去检测到的所述电动机电流与所述电压指令值，对形 成所述电流矢量的正交两轴分量进行推定。此外例如，所述电流推定机构基于过去检测到的所述电动机电流、与 表示所述电动机电流需追随的电流的电流指令值，对所述电流矢量进行推 定。因为电动机电流遵照电流指令值，所以如果参照电流指令值与过去的 电动机电流，则可知电动机电流的变化状态。因此，在进行电流矢量的推 定时，通过也参照电流指令值，电动机电流的变化状态被反映在推定中， 且即使在过渡状态下，仍能期待良好的推定。更具体地例如，还具备电压指令值导出机构，其基于提供的外部指令 值，导出所述电流指令值，并且，为了使所述电动机电流追随所述电流指 令值，通过非干涉控制，将表示向所述电动机施加的施加电压需追随的电 压的电压指令值导出，所述转换器根据所述电压指令值对所述电动机进行 驱动，所述电流推定机构基于过去检测到的所述电动机电流与所述电流指 令值，对形成所述电流矢量的正交两轴分量进行推定。此外例如，所述转换器是PWM转换器，其生成三相的PWM信号， 该三相的PWM信号遵循三相电压指令值，该三相电压指令值基于检测到 的所述电动机电流与表示该电动机电流需追随的电流的电流指令值而导 出，根据各相的PWM信号的脉冲宽度，向在所述电动机设置的各相的电 枢绕组供给相电流，该电动机控制装置还具备切换控制机构，其基于所述 三相的PWM信号的脉冲宽度，对基于所述检测电流的所述电动机电流的 检测与基于所述电流矢量的所述电动机电流的检测进行切换。此外例如，还可具备切换控制机构，其基于在所述电动机上施加的电 压矢量，对基于所述检测电流的所述电动机电流的检测与基于所述电流矢 量的所述电动机电流的检测进行切换。此外，本发明所述的电动机驱动系统的特征在于具备三相式的电动 机；对所述电动机进行驱动的转换器；通过控制所述转换器，对所述电动 机进行控制的上述任一项所述的电动机控制装置。本发明在采用一分流电流检测方式的情况下，可实现良好的电动机控制。


图1是本发明的实施方式所述的电动机驱动系统的整体结构框图。图2是表示施加在图1的电动机上的三相交流电压的典型的例子的图。图3是将对于图1的电动机的通电模式，及各通电模式与母线电流的 关系形成表进行表示的图。图4是表示图1的电动机中的各相电压的电压电平与载波信号的关 系，及与该关系对应的P丽信号及母线电流的波形的图。图5 (a)、 (b)、 (c)及(d)是图4的各时刻下的、图1的电枢绕组 周边的等价电路图。图6是将图1的电动机中的各相电压的高低关系的组合(模式)及各 组合中检测到的电流的相形成表进行表示的图。图7是图1的电动机的解析模型图。图8是本发明的第一实施例所述的电动机驱动系统的整体结构框图。 图9是本发明的第二实施例所述的电动机驱动系统的整体结构框图。 图IO是本发明的第三实施例所述的电动机驱动系统的整体结构框图。 图11是本发明的第四实施例所述的电动机驱动系统的整体结构框图。 图12是本发明的第五实施例所述的、表示作为固定轴的U相轴、V相轴及W相轴，与作为旋转轴的d轴及q轴及电压矢量的关系的空间矢量图。图13是用于说明在本发明的第五实施例中定义的a轴的图。 图14是表示本发明的第五实施例所述的、转子的相位(e)的分解 的情况的图。图15是用于说明本发明的第六实施例所述的dmqm方法的解析模型图。图16是用于说明本发明的第六实施例所述的dmqm方法的解析模型 图。图17是表示采用本发明的第六实施例的情况下的电动机电流的电流 轨迹的图。图18是采用一分流电流检测方式的、以往的电动机驱动系统的整体结构框图。图19是表示以往技术所述的、采用一分流电流检测方式的情况下的 电压指令值(脉冲宽度)的修正例的图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式进行具体的说明。参照的各图中， 同一部分标注同一标记，对同一部分的重复说明原则上省略。以后说明第一 第六实施例，首先对各实施例中共同的事项及各实施 例中参照的事项进行说明。图l是本发明的实施方式所述的电动机驱动系 统的方块结构图。图1的电动机驱动系统具备三相永磁铁同步电动机l (以下简单标记为"电动机l" )、 P簡(脉冲宽度调制Pulse Width Modulation)转换 器2 (以下简单标记为"转换器2")、控制部3、直流电源4、和电流传 感器5。直流电源4将负输出端子4b设为低电压侧，并在正输出端子4a 与负输出端子4b之间输出直流电压。图1的电动机驱动系统采用了一分 流电流检测方式。电动机1具备设有永久磁铁的转子6和设有U相、V相及W相的电枢 绕组7u、 7v及7w的定子7。电枢绕组7u、 7v及7w以中性点14为中心进 行Y结线。在电枢绕组7u、 7v及7w中，与中性点14的相反侧的非结线 端分别与端子12u、 12v及12w连接。转换器2具备U相用的半桥电路、V相用的半桥电路及W相用的半桥 电路。各半桥电路具有一对开关元件。在各半桥电路中， 一对开关元件串 联连接在直流电源4的正输出端子4a与负输出端子4b之间，并在各半桥 电路施加来自直流电源4的直流电压。U相用的半桥电路由高电压侧的开关元件8u (以下称为上臂8u)及低 电压侧的开关元件9u (以下称为下臂9u)构成。V相用的半桥电路由高电
压侧的开关元件8v (以下称为上臂8v)及低电压侧的开关元件9v (以下 称为下臂9v)构成。W相用的半桥电路由高电压侧的开关元件8w (以下称 为上臂8w)及低电压侧的开关元件9w (以下称为下臂9w)构成。此外， 以从直流电源4的低电压侧朝向高电压侧的方向作为顺向，在开关元件 8u、 8v、 8w、 9u、 9v及9w上分别并列地连接二极管10u、 10v、 10w、 llu、 llv及llw。各二极管具有作为续流二极管(free wheel diode)的功能。 直接连接的上臂8u与下臂9u的连接点、直接连接的上臂8v与下臂 9v的连接点、直接连接的上臂8w与下臂9w的连接点分别与端子12u、 12v 及12w连接。而且，图1中表示了作为各开关元件的场效应晶体管，但也 能够将其置换为IGBT (绝缘双栅极晶体管(gate bipolar transistor))转换器2通过基于从控制部3提供的三相电压指令值生成相对于各相 的PWM信号(脉冲宽度调制信号)，并将该P丽信号提供给转换器2内的 各开关元件的控制端子(基极或者栅极)，从而使各开关元件进行开关动 作。从控制部3向转换器2供给的三相电压指令值由U相电压指令值v二 V相电压指令值v/及W相电压指令值v/构成，并利用C 、 v:及v:分别 表示U相电压Vu、 V相电压Vv及W相电压 的电压电平(电压值)。并且 转换器2基于Vu* 、 v/及v/控制各开关元件的开启(导通)或者关闭(非 导通)。如果忽略用于防止同一相的上臂与下臂同时开启的停顿时间(dead time),则在各半桥电路中，上臂是开启时，下臂关闭；上臂关闭时，下 臂开启。忽略上述停顿时间进行以下的说明。施加于转换器2的来自直流电源4的直流电压，通过转换器2内的各 开关元件的开关动作而被变换为例如被P丽调制(脉冲宽度调制)了的三 相交流电压。通过将该三相交流电压施加于电动机l，在各电枢绕组(7u、 7v及7w)流通与三相交流电压对应的电流，从而驱动电动机l。电流传感器5检测在转换器2的母线13中流过的电流(以下称为"母 线电流")。因为母线电流具有直流分量，所以也可将其解释为直流电流。 在转换器2中，下臂9u、 9v及9w的低电压侧被共同结线而与直流电源4 的负输出端子4b连接。下臂9u、 9v及9w的低电压侧被共同结线的配线
为母线13，电流传感器5串联地介于母线13之间。电流传感器5将表示 检测的母线电流(检测电流)的电流值的信号向控制部3传递。控制部3 参照电流传感器5的输出信号，同时生成及输出上述三相电压指令值。而 且电流传感器5例如为分流电阻或变流器等。此外，电流传感器5也可不 设在连接下臂9u、 9v及9w的低电压侧与负输出端子4b的配线(母线13) 上，而设在连接上臂8u、 8v及8w的高电压侧与正输出端子4a的配线上。 此处，使用图2、图3、图4、图5 (a)、 (b)、 (c)、 (d)及图6对母 线电流与在各相的电枢绕组中流过的相电流之间的关系进行说明。将在电 枢绕组7u、 7v及7w中流通的电流分别称为U相电流、V相电流及W相电流，并将它们分别(或将它们总称)称为相电流(参照图1)。此外，在相 电流中，将从端子12u、 12v或12w向中性点14流入的方向的电流的极性 设为正，将从中性点14流出的方向的电流的极性设为负。图2表示施加在电动机1上的三相交流电压的典型的一例。图2中， 100u、 100v及100w分别表示应施加在电动机l上的U相电压、V相电压 及W相电压的波形。将U相电压、V相电压及W相电压分别称(或将它们 总称)为相电压。在电动机l中流过正弦波状的电流的情况下，转换器2 的输出电压为正弦波状。如图2所示，U相电压、V相电压及W相电压间的电压电平的高低关系随时间的经过而变化。该高低关系由三相电压指令值确定，转换器2根 据三相电压指令值决定对各相的通电模式。图3中，将该通电模式用表进 行表示。从图3的左侧开始的第一列 第三列表示通电模式。第四列后述。 通电模式中具有U、 V及W相的下臂全部开启的通电模式"LLL"; W相的上臂开启且U及V相的下臂开启的通电模式"LLH"; V相的上臂开启且U及W相的下臂开启的通电模式"LHL"; V及W相的上臂开启且U相的下臂开启的通电模式"LHH"; U相的上臂开启且V及W相的下臂开启的通电模式"HLL"; U及W相的上臂开启且V相的下臂开启的通电模式"HLH"; U及V相的上臂开启且W相的下臂开启的通电模式"朋L"; U、 V及W相的上臂全部开启的通电模式"朋H"(省略上臂及下臂的
符号(8U等)记述)。图4表示在进行三相调制的情况下的各相电压的电压电平与载波(career)信号的关系，及与该关系对应的P丽信号及母线电流的波形。 各相电压的电压电平的高低关系各种各样地变化，为说明的具体化，图4 着眼于图2所示的某一时刻101。即，图4表示U相电压的电压电平最大 且W相电压的电压电平最小的情况。电压电平最大的相称为"最大相"， 电压电平最小的相称为"最小相"，电压电平既非最大也非最小的相称 为"中间相"。在图4所示状态中，最大相、中间相及最小相分别为U相、 V相及W相。图4中，符号CS表示与各相电压的电压电平进行比较的载波信号。载波信号为周期性三角波信号，并将该信号周期称为载波周期。而 且，因为载波周期远比图2所示的三相交流电压的周期短，所以假设如果 将图4所示的载波信号的三角波在图2上表示，则该三角波看起来为一根 线。进一步参照图5 (a) (d)对相电流与母线电流的关系进行说明。 图5 (a) (d)是图4的各时刻下的、电枢绕组周边的等价电路。将各载波周期的开始时刻，即载波信号位于最低电平的时刻称为TO。 在时刻TO，各相的上臂(8u、 8v及8w)为开启。在此情况下，如图5 (a) 所示，由于形成短路电路，从而形成电流没有向直流电源4出入的状态， 所以母线电流变为O。转换器2参照v二 v/及v/对各相电压的电压电平与载波信号进行比 较。并且，在载波信号的电平(电压电平)的上升过程中，如果到达最小 相的电压电平与载波信号交叉的时刻Tl，则最小相的下臂开启，如图5(b) 所示，最小相的电流作为母线电流流过。在图4所示例子的情况下，从时 刻T1至后述的时刻T2的期间，因为W相的下臂9w开启，所以W相电流 (极性为负)作为母线电流流过。如果载波信号的电平进一步上升，到达中间相的电压电平与载波信号 交叉的时刻T2，则最大相的上臂开启且中间相及最小相的下臂开启，如图 5 (c)所示，最大相的电流作为母线电流流过。在图4所示例子的情况下， 从时刻T2至后述的时刻T3的期间，因为U相的上臂8u开启且V相及W 相的下臂9v及9w开启，所以U相电流(极性为正)作为母线电流流过。如果载波信号的电平进一步上升，到达最大相的电压电平与载波信号 交叉的时刻T3，则所有相的下臂开启，如图5 (d)所示，因为形成短路电路，从而形成电流没有向直流电源4出入的状态，所以母线电流变为O。 在时刻T3与后述的时刻T4的中间时刻，在载波信号到达最大电平后， 载波信号的电平下降。在载波信号的电平的下降过程中，顺次到达图5(d)、(c)、 (b)及(a)所示的状态。S卩，在载波信号的电平的下降过程中， 如果将最大相的电压电平与载波信号交叉的时刻设为T4，中间相的电压电 平与载波信号交叉的时刻为T5，最小相的电压电平与载波信号交叉的时刻 为T6，下一个载波周期的开始时刻为T7，则时刻T4-T5间、时刻T5-T6 间、时刻T6-T7间分别为与时刻T2-T3间、时刻Tl-T2间、时刻TO-Tl间 相同的通电模式。从而，例如只要在时刻T1-T2间或T5-T6间检测母线电流，就能够从 母线电流中检测最小相的电流，只要在时刻T2-T3间或T4-T5间检测母线 电流，就能够从母线电流中检测最大相的电流。并且，中间相的电流能够 利用三相电流的总和为O计算求得。图3的表的第四列中，对在各通电模式中作为母线电流流过的电流的相以标注电流极性的方式进行表示。例 如，在与图3的表的第八行对应的通电模式"朋L"中，W相电流(极性为 负)作为母线电流流过。而且，从载波周期去除时刻T1至T6之间的期间后的期间表示对于最 小相的P丽信号的脉冲宽度，从载波周期去除时刻T2至T5之间的期间后 的期间表示对于中间相的P丽信号的脉冲宽度，从载波周期去除时刻T3 至T4之间的期间后的期间表示对于最大相的P丽信号的脉冲宽度。以U相为最大相且W相为最小相的情况举例，最大相、中间相及最小 相的组合有6种。图6将该组合以表的形式表示。在将U相电压、V相电 压及W相电压分别以Vu 、 Vv及V.表示的情况下，1>^〉^成立的状态称为第一模式，Vv〉Vu〉、成立的状态称为第二模式，Vv〉v,〉Vu成立的状态称为第三模式， ^〉vv〉、成立的状态称为第四模式， ^〉1〉、成立的状态称为第五模式， Vu〉Vw〉Vv成立的状态称为第六模式。图4及图5 (a) (d)所示的例子与第一模式对应。此外，图6也表示在各模式下检测的电流的相。U相电压指令值^ 、V相电压指令值v/及W相电压指令值v/具体地 分别表示为计数器的设定值CntU、 CntV及CntW。相电压越高，赋予越大 的设定值。例如，在第一模式中，CntU〉CntV〉CntW成立。在控制部3中设置的计数器(未图示)按载波周期以时刻TO为基准， 使计数值从0开始向上计数。并且，在该计数值达到CntW的时刻，从W 相的上臂8w开启的状态切换到下臂9w开启的状态，在该计数值达到CntV 的时刻，从V相的上臂8v开启的状态切换到下臂9v开启的状态，在该计 数值达到CntU的时刻，从U相的上臂8u开启的状态切换到下臂9u开启 的状态。在载波信号达到最大电平后，计数值向下计数，执行相反的切换 动作。从而，在第一模式中，上述的计数值到达CntW的时刻与时刻Tl对应， 达到CntV的时刻与时刻T2对应，达到CntU的时刻与时刻T3对应。因此， 在第-一模式中，在计数值向上计数的状态下，在计数值大于CntW且小于 CntV的时刻，通过对电流传感器5的输出信号进行采样，能够检测作为母 线电流流过的W相电流(极性为负)，在计数值大于CntV且小于CntU的 时刻，通过对电流传感器5的输出信号进行采样，能够检测作为母线电流 流过的U相电流(极性为正)。同样地考虑，如图6所示，在第二模式中，上述的计数值达到CntW 的时刻与时刻T1对应，达到CntU的时刻与时刻T2对应，达到CntV的时 刻与时刻T3对应。因此，在第二模式中，在计数值向上计数的状态下， 能够从计数值大于CntW且小于CntU的时刻的母线电流中检测W相电流(极 性为负)，能够从计数值大于CntU且小于CntV的时刻的母线电流中检测V 相电流(极性为正)。对于第三 第六模式也同样。此外，将时刻T1-T2间的、检测最小相的相电流的采样时刻(例如， 时刻Tl与T2的中间时刻)用ST1表示，将时刻T2-T3间的、检测最大相 的相电流的采样时刻(例如，时刻T2与T3的中间时刻)用ST2表示。而且，利用作为三相电压指令值(v^ 、 v/及v。的计数器的设定值
CntU、 CnuV及CntW，特定对于各相的P丽信号的脉冲宽度(及占空比)。 基于上述原理，能够从母线电流中检测各相电流，如参照图4进行理 解的那样，例如如果最大相与中间相的电压电平接近，则时刻T2-T3间及 时刻T4-T5间的时间长度变短。通过将来自图1的电流传感器5的模拟输出信号变换为数字信号对母线电流进行检测，但如果该时间长度极短，则 不能确保必要的A/D变换时间和振铃(ringing)(由开启关闭(switching)产生的电流脉动)的收敛时间，从而不能检测最大相的相电流。同样地， 如果最小相与中间相的电压电平接近，则不能检测最小相的相电流。如果 不能实测两个相的电流，就无法再现三个相的相电流，无法对电动机l进行矢量控制。在本实施方式(后述的各实施例)中，在不能实测此种两个相的电流 期间，推定向电动机l供给的电流的正交两轴分量(后述的d轴电流与q 轴电流)，并使用该推定电流继续对电动机1的矢量控制。作为该推定方 法，以下，例示第一 第四推定方法。此外，将不能实测两个相的电流的 期间称为"不可实测期间"，将能够实测两个相的电流的期间称为"可实 测期间"。在对各推定方法进行说明之前，进行各种状态量(状态变量)的说明 及定义。图7是电动机1的解析模型图。图7中表示了U相、V相、W相 的电枢绕组固定轴(以下将其简单称为U相轴、V相轴及W相轴)。6a是 设置在电动机1的转子6上的永久磁铁。在以与永久磁铁6a产生的磁通 相同的速度旋转的旋转坐标系中，将永久磁铁6a产生的磁通方向取为d 轴。此外，虽未图示，但从d轴起电角增加90度的相位取为q轴。此外，在对电动机1进行矢量控制时不使用转子位置检测用的位置传 感器的情况下，因为真正的d轴及q轴不明，所以定义控制上的推定轴。 与d轴对应的控制上的推定轴设为Y轴，与q轴对应的控制上的推定轴 设为S轴。S轴为从Y轴起电角增加90度的轴(图7中未图示)。通常， 实施矢量控制以使Y轴及S轴与d轴及q轴一致。d轴与q轴是实轴的 旋转坐标系的坐标轴，将选择其为坐标轴的坐标称为dq坐标。Y轴与S 轴是控制上的旋转坐标系(推定旋转坐标系)的坐标轴，将选择其为坐标 轴的坐标称为Y S坐标。 d轴(及q轴)旋转，并将其旋转速度(电角速度)称为实际电动机 速度"。Y轴(及S轴)也旋转，并将其旋转速度(电角速度)称为推定电动机速度"6。此外，在某一瞬间的旋转的dq坐标中，以U相的电枢 绕组固定轴为基准，由e (实际转子位置e)表示d轴的相位。同样地， 在某一瞬间的旋转的Y S坐标中，以U相的电枢绕组固定轴为基准，由e。(推定转子位置e j表示y轴的相位。如此，d轴与y轴的轴误差 △ e以a e = e - e 6表示。此外，从转换器2施加在电动机i上的整体的电动机电压以Va表示，从转换器2向电动机1供给的整体的电动机电流以Ia表示。并且，电动机电压V.的Y轴分量、S轴分量、d轴分量及q轴分量分别以Y轴电压vn S轴电压Vs、d轴电压Vd及q轴电压Vq表示，电动机电流L的Y轴分量、 S轴分量、d轴分量及q轴分量分别以Y轴电流"、S轴电流"、d轴 电流L及q轴电流iq表示。Ra是电动机电阻(电动机l的电枢绕组的一个相的电阻值)， Ld、 Lq分别是d轴电抗(电动机l的电枢绕组的电抗的d轴分量)，q 轴电抗(电动机l的电枢绕组的电抗的q轴分量)， 0\是永久磁铁la产生的电枢交链磁通。而且，Ld、 U、 Ra及Oa是电动机驱动系统制造时设定的值，且这些值 被用于电动机驱动系统内的运算。此外，在以后所示的各式中，s表示拉 普拉斯算子，P表示微分算子。 [第一推定方法]对第一推定方法进行说明。第一推定方法用于在使用转子位置检测用 的位置传感器，对转子6的位置(相位)进行实测的情况。首先，作为永久磁铁同步电动机的电压方程式，下述式(1-1)为人 所知，如果使式(1-1)变形，则得到下述式(1-2)。 V<formula>formula see original document page 16</formula>
通过以采样周期l进行离散化，从式(1-2)得到下述的差分方程式(1-3)。并且，从式(1-3)得到式(l-4)及(1-5)。<formula>formula see original document page 17</formula>式(1-3) 式(1-5)及出现Ts的以后的各式中，在括号"()"内标 记的记号(k或k+l)表示以采样周期l进行离散化的情况的采样时刻。K 为自然数，(k+l)表示k的下一个采样时刻。例如，id (k)及iq (k)是第k个采样时刻下的id及iq， id(k+l)及iq(k+l)是第k+l个采样时刻下的id及"。除了id及i。以外，也相同。而且，采样周期Ts设为载波信号的载波周期(参照图4)的整数倍。 在载波周期为1/ (10X103)[秒]的情况下，Ts设为例如l/ (10X103)、 1/ (5X103)或者1/ (2.5X103)[秒]。如此，需要注意关于采样周期Ts 的采样时刻与在母线电流的检测的说明中叙述的采样时刻ST1及ST2 (参 照图4及图6)不同。在后述的对应的实施例中也进行说明，d轴电压Vd及q轴电压Vq追随 d轴电压指令值v/及q轴电压指令值v二因此，通过将式(1-4)及式(1-5) 中的va (k)及 (k)置换为v/ (k)及< (k)，并进一步将"置换为" (k)，作为d轴电流id及q轴电流iq的推定式，得到下述式(1-6)及式(1-7)。
id。及iq。是推定的id及iq，并将它们分别称为推定Ci轴电流及推定q轴电流。<formula>formula see original document page 18</formula>(1 一 7)在第一推定方法中，在不可实测两个相的电流的"不可实测期间"，基于式(1-6)及式(1-7)，通过计算出推定d轴电流ids及推定q轴电流 U，对下个采样时刻下的d轴电流及q轴电流进行推定。 [第二推定方法]接下来，对第二推定方法进行说明。第二推定方法用于未使用转子位 置检测用的位置传感器的情况，S卩，实施所谓无传感器控制的情况。第二 推定方法相当于将第一推定方法适用于无传感器控制。首先，作为永久磁铁同步电动机的扩张感应电压方程式，下述式(2-l) 为人所知。式(2-1)中表示的EM通常称为扩张感应电压，其由式(2-2) 表示。<formula>formula see original document page 18</formula>(2- 1) (2 — 2)上述的式(2-1)以及(2-2)在推定的坐标系即y S坐标系中，由下 述(2-3)及(2-4)表示为人所知(而且，式(2-2)与式(2-4)式为相 同式)。、'-<formula>formula see original document page 18</formula>(2 — 3) (2 — 4)并且，通过使式(2-3)变形，得到下述式(2-5)。此处，E^及Ee 分别是E。x的y轴分量及S轴分量。<formula>formula see original document page 19</formula>与第一推定方法相同，以采样周期Ts进行离散化，并设"="6 (k)、 ECXY=EexY (k)、 Eex5=Ee" (k)、 vY (k) =vY* (k)、 v6 (k) =v/ (k)，则从 式(2-5)得到用于推定下一个采样时刻的电流的下述式(2-6)以及式 (2-7)。 i".及i"是推定的"及is，并将它们分别称为推定Y轴电流及 推定S轴电流。而且，式(2-6)及式(2-7)中的E。u及E^是扩张感应 电压E^的Y轴分量及6轴分量的推定值，严格来讲与它们的真值不同， 但如果假设推定值与真值之间的误差小，则将两者视为相同。,<formula>formula see original document page 19</formula>[第三推定方法]接下来，对第三推定方法进行说明。第三推定方法用于使用转子位置检测用的位置传感器对转子6的位置(相位)进行实测的情况。在具有多个状态变量的系统中，存在各状态变量受到来自其他的状态 变量干涉的情况，如果存在此种干涉，则控制变得复杂，并且系统整体的 控制特性变差。对此种不同状态变量间的干涉进行排除的控制称为非干涉 控制，通常用于电动机的电流控制。并且，以前人们知道，如果对于电动 机l的电流控制适用非干涉控制，则电流响应能够近似一次延迟。该内容 例如在"杉本，另外2名，'AC伺服系统的理论与设计的实际'，综合电 子出版社，1990年1月发行，p.80-85"中公开。对电流响应能够近似一次延迟进行简单的说明，并对利用该一次延迟 的特性的第三推定方法进行说明。考虑进行如由下述式(3-1)及(3-2)
表示的非干涉控制(非干涉电流控制)的情况。对于L及iq的电流控制是 比例积分控制。<formula>formula see original document page 20</formula>此处，i/是d轴电流id需追随的d轴电流指令值，C是q轴电流iq 需追随的q轴电流指令值。此外，式(3-1)及式(3-2)中，v/及订分别 与L及、相等。Kw是对于d轴电流的比例积分控制的比例系数(比例增 益)，Tid是对于d轴电流的比例积分控制的积分时间。Kiq是对于q轴电流 的比例积分控制的比例系数(比例增益)，Tiq是对于q轴电流的比例积分 控制的积分时间。可知，在进行如式(3-1)及式(3-2)表示的非干涉控制的情况下， 上述式(1-2)如下述式(3-3)那样变形，d轴与q轴之间的干涉消除。<formula>formula see original document page 20</formula>…(3 — 1)<formula>formula see original document page 20</formula> …(3 — 2)<formula>formula see original document page 20</formula>(3 — 3)并且，如果设定积分时间以使Tid=Ld/Ra、 T^Lq/Ra成立，则id控制系 的开环传递函数G。w(s)及iq控制系的开环传递函数G、(s)由下述式(3-4) 及式(3-5)表示，形成简单的积分要素。<formula>formula see original document page 20</formula>(3 — 4)<formula>formula see original document page 20</formula>(3 — 5)如此，id控制系的闭环传递函数G、d (S)及i,控制系的闭环传递函数G、 (s)由下述式(3-6)及式(3-7)表示。g卩，电流控制的传递函数一次延迟。Gcw(" = ^~~ …(3-6)《wG、0) = T^~- …(3-7)、+ l9在第三推定方法中，假定电流控制的传递函数一次延迟，并考虑电流 控制系的时间常数Td (=Ld/Kid)及Tq (=Lq/Kiq)，对d轴电流id及q轴电流 i,进行推定。具体地，在不可实测两个相的电流的"不可实测期间"，基 于式(3-8)及式(3-9)，计算出离散化后的推定d轴电流ide及推定q轴电流U。'""》^V^W + ^V' ("1) …(3-8)V(h"-^r^W + ^rV("]) …(3 — 9)[第四推定方法]接下来，对第四推定方法进行说明。第四推定方法用于未使用转子位 置检测用的位置传感器的情况，即实施所谓无传感器控制的情况。第四推 定方法相当于将第三推定方法适用于无传感器控制。考虑进行如由下述式(4-1)及式(4-2)表示的非千涉控制(非干涉 电流控制)的情况。设对于iy及"的电流控制为比例积分控制。、'/ = v:, = v),'— VV《+ = K,), (1 + ^)(,; * —,),) _ o;'丄^ + 、， ... ( 4 一 ]) VS * = v<5 = & + =(1 + :^]—)(^ * —~) + weZ<。Z), +五 5 …，(4 一 2 )
此处，i/是y轴电流iY需追随的y轴电流指令值，iZ是S轴电流i6 需追随的S轴电流指令值。此外，式(4-1)及式(4-2)中，v/及v/分别与VY及h相等。K'Y是对于y轴电流的比例积分控制的比例系数(比例增益)，Kis是对于S轴电流的比例积分控制的比例系数(比例增益)。Tid是比例积分控制的积分时间。式(4-1)及式(4-2)中的EexY及E^是扩张感应电压Eex的y轴分量 及S轴分量的推定值，严格来讲与它们的真值不同，但如果假设推定值与 真值之间的误差小，则将两者视为相同。进而，如果假定"—"6，则上述 式(2-5)如下述式(4-3)那样变形，Y轴与S轴之间的干涉消除。<formula>formula see original document page 22</formula>并且，如果设定积分时间以使Tid二L/Ra成立，则iy控制系的开环传递函数G; (s)及is控制系的开环传递函数G。" (s)由下述式(4-4)及式 (4-5)表示，并形成简单的积分要素。<formula>formula see original document page 22</formula>如此，；U控制系的闭环传递函数G°iY (s)及"控制系的闭环传递函 数G^ (s)由下述式(4-6)及式(4-7)表示。g卩，电流控制的传递函数一次延迟。<formula>formula see original document page 23</formula>在第四推定方法中，假定电流控制的传递函数一次延迟，并考虑电流控制系的时间常数1\ 。U/KiY)及Te (=Lq/K")，对Y轴电流iY及S轴电 流"进行推定。具体地，在无法实测两个相的电流的"不可实测期间"， 基于式(4-8)及式(4-9)，计算出离散化后的推定Y轴电流i^及推定S 轴电流i"。<formula>formula see original document page 23</formula>以下，对利用上述的任一种的推定方法的各实施例进行说明。而且， 在某实施例(例如第一实施例)中记载的事项只要没有矛盾，也适用于其 他的实施例。《第一实施例》首先对第一实施例进行说明。在第一实施例中利用上述的第一推定方 法。图8是第一实施例所述的电动机驱动系统的整体结构框图。图8中，与图1相同的部分标注同一标记。图8的电动机驱动系统具备电动机1、转换器2、直流电源4及电流 传感器5，并且具备形成图1的控制部3的"电流检测部21、坐标变换器 22、电流推定器23、电流切换部24、电压运算部25、坐标变换器26、位 置传感器27、位置检测部28及微分器29"。位置传感器27为旋转式编码器等，并将与电动机1的转子6的实际 转子位置6 (相位)对应的信号输送至位置检测部28。位置检测部28基 于位置传感器27的输出信号检测实际转子位置6 。微分器29通过对该实
际转子位置e进行微分，计算并输出实际电动机速度CO。如上所述，电流传感器5检测母线电流并将表示该母线电流的电流值 的信号输出。电流检测部21在可实测两个相的电流的"可实测期间"，参照坐标变换器26输出的三相电压指令值V二 V/及V二特定哪一相为最大 相、中间相及最小相(即，特定各相电压的高低关系属于参照图6说明的 第一 第六模式中的哪一个)，并且决定对电流传感器5的输出信号进行 采样的时刻ST1及ST2 (参照图6)，从在该时刻得到的母线电流的电流值 计算并输出U相电流L及V相电流iv。此时，根据需要使用iu+iv+izO的 关系式(L表示W相电流)。坐标变换器22参照实际转子位置e ，将U相电流L及V相电流L变 换为d轴电流id及q轴电流i,。为与电流推定器23的输出值相区别，将 由该变换得到的id及iq分别称为实测d轴电流及实测q轴电流，并分别由 L及U表示。S卩，坐标变换器22计算出实测d轴电流id,及实测q轴电 流i-并将其向电流切换部24输出。电流推定器23在无法实测两个相的电流的"不可实测期间"，根据上 述的第一推定方法，计算出推定d轴电流id6及推定q轴电流U，并将其 向电流切换部24输出。以下，将实测d轴电流及实测q轴电流总称称为实测电流，将推定d 轴电流及推定q轴电流总称称为推定电流。电流切换部24选择被提供的实测d轴电流L与推定d轴电流id6中的 任意一个作为d轴电流id输出，并且选择被提供的实测q轴电流U与推 定q轴电流U中的任意一个作为q轴电流iq输出。在"可实测期间"，选 择并输出L及；作为id及iq，在"不可实测期间"，选择并输出L及； 作为id及L。对现在时刻是"可实测期间"或是"不可实测期间"的判断例如基于 三相电压指令值进行。具体地，参照以三相电压指令值表示的各相的计数 器的设定值CntU、 CntV及CntW (参照图6)，在中间相的计数器的设定值 与最小相的计数器的设定值的差的绝对值小于规定的阈值1U的情况下， 或者最大相的计数器的设定值与中间相的计数器的设定值的差的绝对值 小于阈值TH,的情况下，判断为不可实测期间，否则判断为可实测期间。
例如，在第一模式中，判断不等式ICntV-CntWi <1^，及不等式 |CntU-CntVl〈TH,成立/不成立。并且，只要两个不等式的至少一个成立， 就判断为不可实测期间，在两个不等式同时不成立的情况下判断为可实测 期间。因为利用作为三相电压指令值(v人v/及v/)的计数器的设定值CntU、 CnuV及CntW，特定对于各相的P丽信号的脉冲宽度，所以由上述两个不 等式的与阈值TH,进行的比较等价于将"对于中间相的P丽信号的脉冲宽 度与对于中间相的P丽信号的脉冲宽度的差"及"对于最大相的P丽信号 的脉冲宽度与对于中间相的PWM信号的脉冲宽度的差"分别与规定的脉冲 宽度阈值进行比较。即，能够表现为基于各相的P丽信号脉冲宽度(占空 比)的关系，判断现在时刻属于可实测期间与不可实测期间中的哪一个。 该判别例如由电流切换部24 (或后述的电流切换部24a)进行。从外部向电压运算部25赋予作为用于使电动机1 (转子6)以期望的 速度旋转的指令值的电动机速度指令值"*。此外，从微分器29向电压运 算部25赋予实际电动机速度oo ，从电流切换部24赋予d轴电流id及q 轴电流i,。电压运算部25基于速度误差("*-")计算出q轴电流"需 追随的q轴电流指令值C。例如，以通过比例积分控制使("*一")收 敛于0的方式计算出i二进而，电压运算部25参照ij计算出d轴电流id 需追随的d轴电流指令值i/。例如，计算出用于实现最大转矩控制的i/。并且，电压运算部25根据上述式(3-1)及式(3-2)，计算并输出d 轴电压Vd需追随的d轴电压指令值v/及q轴电压Vq需追随的q轴电压指令值V二由此，使电流误差(i/一id)及(i/一iq)收敛于0。坐标变换器26参照来自位置检测部28的实际转子位置e ，将来自电 压运算部25的v/及^变换为三相电压指令值(v:、 v/及v:)，并将该三 相电压指令值向转换器2输出。转换器2根据该三相电压指令值如上述地 向电动机1供给三相交流电流。对电流推定器23的动作进行详细地说明。在第一实施例中，适用上 述的第一推定方法。图8的电动机驱动系统的各部位以采样周期Ts逐次更 新在电动机驱动系统内计算出的各值(id、 v/、"等)。电流推定器23基于来自电流切换部24的L及iq、来自电压运算部 25的v/及v二和来自微分器29的"，计算出推定电流。更具体地，电流 推定器23在不可实测期间，将上次的id及iq设为id (k)及iq (k)，且将上次的v/及《设为v/ (k)及v/ (k),且将上次的"设为"(k)，然后根据上述式(1-6)及(1-7)，计算ide (k+l)及iqe (k+l)，并将计算出的L (k+l)及iqe (k+l)作为本次的i"及iqe输出。在即将从可实测期间向不可实测期间移动之前，从电流切换部24输 出基于实测电流("及U)的id及iq。因此，在从可实测期间向不可实 测期间移动后不久，将基于该实测电流的id及iq作为id (k)及iq (k)使用，计算出推定电流(L及u)。并且，然后，在不可实测期间继续的情况下，因为从电流切换部24输出基于推定电流的id及iq，所以将基于推定电流的id及iq作为新的id(k)及iq(k)使用，继续推定电流的计算。在将向电动机1供给的电流作为旋转坐标上的电流矢量考虑的情况下，L及iq是该电流矢量的正交两轴分量(d轴分量及q轴分量)，通过该 正交两轴分量，形成电流矢量。即，通过电流推定器23推定dq坐标上的电流矢量。并且，根据第一实施例，在不可实测期间，基于过去的电流值(id及 i》、和电压指令值(v/及v"，推定形成电流矢量的正交两轴分量。由此， 即使在过渡状态下，也能进行精度良好的电流的推定，并可适宜地对电动 机l进行矢量控制。此外，因为不进行如对电压带来变形的P丽信号的脉 冲宽度的修正，所以能够平滑地驱动电动机l。因此，能够将电动机l的 驱动造成的振动及噪音抑制在低水平。而且，即使在不可实测期间，因为电压指令值被逐次更新，所以如果 仅由过去的电流值推定电动机电流，则在过渡状态下，电流推定精度变差。《第二实施例〉〉 ，接下来对第二实施例进行说明。在第二实施例中，利用上述的第二推 定方法。图9是第二实施例所述的电动机驱动系统的整体结构框图。在图 9中，与图l及图8相同的部分标注同一标记。省略同一部分的重复的说 明。
图9的电动机驱动系统具备电动机1、转换器2、直流电源4及电流 传感器5，并且具备形成图1的控制部3的"电流检测部21、坐标变换器 22a、电流推定器23a、电流切换部24a、电压运算部25a、坐标变换器26a、 速度推定器30及微分器31"。在第二实施例中，未设置转子位置检测用的位置传感器，计算出用于 对电动机1进行矢量控制的推定转子位置e 。。因此，第一实施例中的"d 及q"被置换为"Y及5 "。此外，电流检测部21等参照的三相电压指令 值从坐标变换器26a输出。坐标变换器22a参照推定转子位置1，将来自电流检测部21的U相 电流iu及V相电流L变换为Y轴电流"及S轴电流为与电流推定器 23a的输出值相区别，将由该变换得到的"及"分别称为实测Y轴电流及 实测S轴电流，并分别以iys及i"表示。S卩，坐标变换器22a计算出实测 Y轴电流"s及实测5轴电流iSs，并将其向电流切换部24a输出。电流推定器23a在无法实测两个相的电流的"不可实测期间"，根据 上述的第二推定方法，计算出推定Y轴电流i"及推定5轴电流i"，并将 其向电流切换部24a输出。以下，将实测Y轴电流及实测S轴电流总称称为实测电流，将推定Y 轴电流及推定Y轴电流总称称为推定电流。电流切换部24a选择提供的实测Y轴电流i ys与推定Y轴电流i "中的 任意一个作为Y轴电流"输出，并且选择提供的实测S轴电流i"与推定 S轴电流i"中的任意一个作为S轴电流"输出。在"可实测期间"，选 择并输出i"及i"作为"及"，在"不可实测期间"，选择并输出i"及 "。作为"及is。可采用与第一实施例中叙述的相同的方法作为可实测期 间与不可实测期间的判断方法。从外部向电压运算部25a提供作为用于使电动机1 (转子6)以期望 的速度旋转的指令值的电动机速度指令值"*。此外，从速度推定器30向 电压运算部25a提供推定电动机速度"e，从电流切换部24a提供Y轴电 流"及5轴电流is。电压运算部25a基于速度误差("*-"J计算出S 轴电流"需追随的5轴电流指令值i人例如，以通过比例积分控制使( 一"。)收敛于O的方式计算出i人进而，电压运算部25a参照iZ计算出Y轴电流"需追随的Y轴电流指令值i/。例如，计算出用于实现最大转 矩控制的i/。并且，电压运算部25a根据上述式(4-1)及式(4-2)，计算并输出 Y轴电压h需追随的Y轴电压指令值v/及5轴电压V6需追随的S轴电压指令值v人由此，使电流误差(iY*—iY)及(is*_i6)收敛于O。坐标变换器26a参照来自积分器31的推定转子位置ee，将来自电压 运算部25a的v/及v/变换为三相电压指令值(vu*、 v/及v:)，并将该三 相电压指令值向转换器2输出。转换器2根据该三相电压指令值如上述地 向电动机1供给三相交流电流。速度推定器30使用v/、 v/、"及"的值的全部或一部，计算出推 定电动机速度"6。作为推定电动机速度"6的计算方法，各种方法为人所 知，在计算"J寸可以使用任一种方法。例如，速度推定器30从扩张感应 电压Em的Y轴分量E^及S轴分量E6X6，根据下述式(5)计算出轴误差 △ e。而且，在计算△ e时，可以忽略微分项pLdiy及pLdis。<formula>formula see original document page 28</formula>
并且，速度推定器30以使轴误差a e收敛于o的方式进行比例积分 控制，计算并输出推定电动机速度"s。积分器31对推定电动机速度"。进行积分，计算并输出推定转子位置ee。此外，速度推定器30将用于算出△ e而计算出的E^及E^向电流推定器23a输出。对电流推定器23a的动作进行详细说明。在第二实施例中，适用上述 的第二推定方法。图9的电动机驱动系统的各部位以采样周期Ts逐次更新 在电动机驱动系统内计算出的各值("、v/、 "e等)。电流推定器23a基于来自电流切换部24a的iy及is、来自电压运算 部25a的v/及v二来自积分器31的"。来自速度推定器30的E^及Eex"计算出推定电流。更具体地，电流推定器23a在不可实测期间，将上次的"及is设为iY (k)及i6 (k)，且 将上次的v/及v/设为v/ (k)及v/ (k)，且将上次的^设为"e (k)，且将上次的E^及Ew设为E^ (k)及E^ (k)，然后， 根据上述式(2-6)及(2-7)，计算出iYe (k+l)及i" (k+l)，并将 计算出的i" (k+l)及i" (k+l)作为本次的iv6及i"输出。在即将从可实测期间向不可实测期间移动之前，从电流切换部24a输 出基于实测电流(i"及i")的"及"。因此，在从可实测期间向不可 实测期间移动后不久，将基于该实测电流的iv及"作为iY (k)及i6 (k) 使用，并计算出推定电流(i^及i")。并且，然后，在不可实测期间继 续的情况下，因为从电流切换部24a输出基于推定电流的iy及i"所以 将基于推定电流的"及is作为新的iY (k)及h (k)使用，继续推定电 流的计算。而且，通过近似为"sin A 6 NO、 cos A e —1"，也能够近似为"Eex Y—0、 EM6—"。d)a"。在使用上述式(2-6)及(2-7)对推定电流进行计 算时，也可使用该近似。在将向电动机1供给的电流作为旋转坐标上的电流矢量考虑的情况 下，L及is是该电流矢量的正交两轴分量(Y轴分量及S轴分量)，通过 该正交两轴分量形成电流矢量。即，通过电流推定器23a推定Y S坐标上 的电流矢量。根据第二实施例得到与第一实施例同样的效果。《第三实施例〉〉接下来，对第三实施例进行说明。在第三实施例中，利用上述的第三 推定方法。图10是第三实施例所述的电动机驱动系统的整体结构框图。 图10中，与图1及图8相同的部分标注同一标记。省略同一部分的重复 的说明。图10的电动机驱动系统中设有电流推定器23b。图10的电动机驱动 系统除了将图8的电动机驱动系统中的电流推定器23置换为电流推定器 23b这点与图8的电动机驱动系统不同外，在其余的方面，两电动机驱动
系统相同。但是，在第三实施例中，由电压运算部25计算出的d轴电流指令值i/及q轴电流指令值C向电流推定器23b输出。在电压运算部25中，进行根据上述式(3-1)及式(3-2)的非干涉控制(非干涉电流控制)。图10的电动机驱动系统的各部位以采样周期Ts逐次更新在电动机驱动系统内计算出的各值(id、 vd*、 i/、"等)。电流推定器23b在无法实测两个相的电流的"不可实测期间"，根据上述的第三推定方法，计算出推定d轴电流L及推定q轴电流U，并将其向电流切换部24输出。对此进行更详细的叙述。电流推定器23b基于来自电流切换部24的id及iq、来自电压运算部25的i/及C，计算出推定电流。更具体地，电流推定器23b在不可实测期间，将上次的ia及U殳为id (k)及iq (k)，且将本次的i/及C设为i/ (k+l)及iq* (k+l)，然后根据上述式(3-8)及(3-9)，计算ide (k+l)及iqe (k+l)，并将计算出的id。
(k+l)及iqs (k+D作为本次的ids及iq。输出。为使其成为可能，在各采样周期Ts中，在L及U的计算之前，从电压运算部25输出i/及在即将从可实测期间向不可实测期间移动之前，从电流切换部24输 出基于实测电流(L及U)的id及iq。因此，在从可实测期间向不可实 测期间移动后不久，将基于该实测电流的L及i,作为id (k)及iq (k)使 用，并计算推定电流(L及U)。并且，然后，在不可实测期间继续的情 况下，因为从电流切换部24输出基于推定电流的id及iq，所以将基于推 定电流的id及iq作为新的id (k)及iq (k)使用，继续推定电流的计算。根据第三实施例，在不可实测期间，基于过去的电流值(id及iq)、 和电流指定值(i/及推定dq坐标上的形成电流矢量的正交两轴分量 (id及U。在采用上述的第三推定方法对电流控制适用非干涉控制的情况下，如 上所述，电流响应能够近似一次延迟。从而，如果参照过去的电流值与最 新的电流指令值，可对电流朝向哪个方向进行推测。使用上述式(3-8) 及(3-9)计算推定电流意味着考虑该一次延迟的响应特性对电流进行推定。如此，通过考虑电流变化的响应特性来进行电流的推定，即使在过渡 状态下，仍能够精度良好地进行电流的推定，并可适当地对电动机l进行 矢量控制。此外，因为不进行如对电压带来变形的P丽信号的脉冲宽度的 修正，所以能够平滑地驱动电动机l。因此，能够将电动机l的驱动造成 的振动及噪音抑制在低水平。《第四实施例》接下来，对第四实施例进行说明。在第四实施例中，利用上述的第四 推定方法。图11是第四实施例所述的电动机驱动系统的整体结构框图。 图11中，与图1及图9相同的部分标注同一标记。省略同一部分的重复 的说明。图11的电动机驱动系统中设有电流推定器23c。图11的电动机驱动 系统除了将图9的电动机驱动系统中的电流推定器23a置换为电流推定器 23c这点与图9的电动机驱动系统不同外，在其余的方面，两电动机驱动 系统相同。但是，在第四实施例中，由电压运算部25a计算出的Y轴电流 指定值i /及S轴电流指定值i 6*向电流推定器23c输出。在电压运算部25a 中，进行根据上述式(4-1)及式(4-2)的非干涉控制(非干涉电流控制)。 图11的电动机驱动系统的各部位以采样周期Ts逐次更新在电动机驱动系统内计算出的各值(iy、 v/、 i/、 "s等)。电流推定器23c在无法实测两个相的电流的"不可实测期间"，根据上述的第四推定方法，计算推定Y轴电流i"及推定S轴电流"6，并将其向电流切换部24a输出。对此进行更详细的说明。电流推定器23c基于来自电流切换部24a的iv及ih来自电压运算部25a的i/及i/，计算出推定电流。更具体地，电流推定器23c在不可实测期间，将上次的"及is设为iY (k)及i5 (k)，且将本次的i/及"*设为i/ (k+l)及(k+l)，然后根据上述式(4-8)及(4-9)，计算i" (k+l)及i" (k+l)，并将计算出的iY。 (k+l)及i" (k+l)作为本次的i"及i"输出。为使其成为可能，在各采样周期Ts中，在i"及i"的计算之前，从电压运算部25a输在即将从可实测期间向不可实测期间移动之前，从电流切换部24输 出基于实测电流(:Us及i")的"及"。因此，在从可实测期间向不可 实测期间移动后不久，将基于该实测电流的iy及"作为iY (k)及i6 (k) 使用，并计算推定电流(i^及i")。并且，然后，在不可实测期间继续 的情况下，因为从电流切换部24a输出基于推定电流的"及i5，所以将 基于推定电流的iY及"作为新的"(k)及"(k)使用，继续推定电流 的计算。根据第四实施例，在不可实测期间，基于过去的电流值(iv及is)、 和电流指定值(iY'及i/)，推定Y S坐标上的形成电流矢量的正交两轴分 量(id及iq)。由此，可得到与第三实施例同样的效果。<<第五实施例;>〉在第一 第四实施例中，基于三相电压指令值(各相的P丽信号的脉 冲宽度)，进行可实测期间与不可实测期间的判别，但也可基于施加在电 动机l上的电压矢量(以下简单称为电压矢量)进行该判别。对作为用于 说明该判别方法的实施例的第五实施例进行说明。在第五实施例中记述的 判别方法与第一 第四实施例的任一个组合使用。图12示出表示作为固定轴的U相轴、V相轴及W相轴、作为旋转轴的d轴及Q轴与电压矢量的关系的空间矢量图。标有符号110的矢量是电压 矢量。从q轴所见的电压矢量110的相位以e表示。以U相轴为基准的电 压矢量110的相位以(e + e+ji/2)表示。电压矢量110是将施加在电动 机1上的电压作为矢量对待，例如，在着眼于dq坐标的情况下，电压矢 量110的d轴分量及q轴分量分别为Vd v/)及、U相轴附近、V相轴附近及W相轴附近的带有阴影的星号状的区域111 表示无法检测两个相的电流的区域。例如，在V相电压与W相电压接近而 无法检测两个相的电流的情况下，电压矢量110位于U相轴附近，在U相 电压与W相电压接近而无法检测两个相的电流的情况下，电压矢量110位于v相轴附近。如此，无法检测两个相的电流的区域lll以U相轴为基准，每电角60 度地存在，并且电压矢量110位于该区域111的期间为上述的不可实测期 间。现在着眼于无法检测两个相的电流的区域111的特性，考虑每60度 的电角步进旋转的坐标。将该坐标称为ab坐标(而且，dq坐标或Y S坐 标为连续旋转的坐标)。ab坐标以相互正交的a轴和b轴为坐标轴。图13 表示a轴取得的六个轴。a轴对应于电压矢量110的相位(e + e+3r/2)， 为a,轴 a6轴的任一个。a,轴、&3轴及as轴分别与U相轴、V相轴及W相 轴一致，&轴、a4轴及a6轴分别为a轴与a3轴的中间轴，33轴与as轴的中 间轴及a5轴与ai轴的中间轴。而且，对于标有符号131的圆后述。电压矢量110在位于标有符号121的范围内的情况下，即在11 "/6S (e + e+n/2) <0，或0i ( e + e+ii/2) < Ji/6成立的情况下，a轴为 车由，电压矢量110在位于标有符号122的范围内的情况下，即在n/6S (e + e + ji /2) < n /2成立的情况下，a轴为&2轴，电压矢量110在位于标有符号123的范围内的情况下，即在兀/2S (e + e+"/2) <5"/6成立的情况下，a轴为a3轴，电压矢量110在位于标有符号124的范围内的情况下，即在5 n/6S (e + e+ji/2) <7兀/6成立的情况下，a轴为a4由，电压矢量110在位于标有符号125的范围内的情况下，即在7"/6S (e + e+兀/2) <3兀/2成立的情况下，a轴为as轴，电压矢量110在位于标有符号126的范围内的情况下，即在3 3i/2S (e + e+jx/2) <11"/6成立的情况下，a轴为ae轴。例如在电压矢量 110位于图13所示的位置时，a轴为a4轴。如此，a轴伴随电压矢量的旋转，每60度歩进地旋转，b轴也与a 轴正交，同时与a轴一起每60度歩进地旋转。a轴及b轴也表现为是每 60度地被量子化从而每60度旋转的坐标轴。因此，a轴通常位于无法检 测两个相的电流的区域的中心。在第五实施例中，将dq坐标上的电压矢 量变换到ab坐标上，参照已变换到该ab坐标上的电压矢量的a轴分量及 b轴分量，对可实测期间与不可实测期间进行判别。以后详细说明，例如， 如果b轴分量小，则判断为不可实测期间。对该判别方法的具体的顺序进行说明。a,轴 a6轴内，电压矢量110
最靠近的轴的相位以U相轴作为基准，以"(n+2) tc/3"表示。此处， n是(e + e )除以"/3后得到的商。为方便起见，如图14所示，将e 分解为上述的相位(n+2) Jt/3、和该相位(n+2) n/3与e的差分相位 e。。这些相位的关系由式(6-1)及式(6-2)表示。<formula>formula see original document page 34</formula>(6 — 1)(6 — 2)通过对dq坐标以差分相位e D进行坐标变换，可将电压矢量110作为 ab坐标上的电压矢量对待。在ab坐标上考虑，如果将电压矢量110的a 轴分量及b轴分量设为a轴电压Va及b轴电压Vb，则d轴电压Vd及q轴电 压Vq与a轴电压Va及b轴电压Vb满足下式(6-3)的坐标变换式。<formula>formula see original document page 34</formula>(6 — 3)差分相位e。能够如下计算出。参照e求出与使用下式(6-4)计算出的s符合的n (即，(6 + e )除以n/3后得到的商)。将该求得的n与e代入上式(6-2)，得到差分相位eD。而且，使用v/及^作为下式(6-4)中的Vd及Vq。<formula>formula see original document page 34</formula>)
并且，基于由式(6-3)计算出的a轴电压i及b轴电压Vb，对可实测期间与不可实测期间进行判别。例如，在将该判别方法适用于第一或第三实施例(图8或图10)的情 况下，将计算出的v/及^作为式(6-3)中的Vd及v,使用，并根据式(6-3) 计算a轴电压Va及b轴电压Vb。并且，对计算出的a轴电压Va及b轴电压 Vh是否满足下式(6-5)及(6-6)进行判断。H<」 、<(6 — 5) (6 — 6)并且，在满足式(6-5)及(6-6)的任意一个的情况下，判断现在时 刻属于不可实测期间，在都不满足式(6-5)及(6-6)的情况下，判断现 在时刻属于可实测期间。即，在计算出的b轴电压Vb的绝对值小于规定的 阈值△的情况下，因为电压矢量110位于a轴附近，所以判断为不可实 测期间。此外，根据式(6-6)，对电压矢量110是否被包含在图13的圆 131的内部进行判断。电压矢量110被包含在圆131的内部的状态对应于 三相的相电压相互接近的状态，在该状态下，无论b轴电压Vb的大小，均 无法检测两个相的电流。而且，着眼于具有转子位置检测用的位置传感器的情况，即，着眼于 作为实轴的d轴与q轴，对第五实施例进行了说明，但由第五实施例说明 的可实测期间与不可实测期间的判别方法也可适用于没有位置传感器的 第二或第四实施例。在适用第二或第四实施例的情况下，也可将第五实施 例中的说明文中的"d"及"q"分别替换为"Y "及"S "。当然，9及 "也可替换为9。及"6。如此，在第五实施例中，基于施加在电动机l上的电压矢量，进行可 实测期间与不可实测期间的判别。该判别结果被利用于图8 图11中的电 流切换部24或24a的切换处理。《第六实施例〉〉 在第一^^第四实施例中，以检测或推定d轴及q轴的方式，对电动机 l进行矢量控制，但也可检测或推定与d轴及q轴不同的轴。例如，将本申请人提案的推定dm轴及qm轴的实施例作为第六实施例进行说明。第六 实施例可适用于第二或第四实施例。关于dm轴及qm轴的详细的说明记载于日本国专利申请编号 2006-177646的说明书等中，并且也记载于"比田，另外两名，"基于最大 转矩控制轴的永磁铁同步电动机的无位置传感器矢量控制"，平成18年电 气学会产业应用部门大会讲演论文集，电气学会产业应用部门，平成18 年8月，p. 385-388 (I-385 1-388)"。以下将关于dm轴及qm轴的方法 称为dmqm方法。图15及图16表示用于说明dmqm方法的电动机1的解析模型图。图 15相当于更详细地表示图7的解析模型图的图。将朝向与实现最大转矩控制时应向电动机1供给的电流矢量的朝向一 致的旋转轴设定为qm轴。并且，将从qm轴电角90度延迟的轴设定为dm 轴。将选择dm轴与qm轴为坐标轴的坐标称为dmqm坐标。众所周知，实现最大转矩控制的电动机电流具有正的q轴分量与负的 ci轴分量。因此，qm轴变为比q轴相位更靠前的轴。图15及图16中，逆时针的方向为相位的前进的方向。将从qm轴所见的q轴的相位(角度)表示为e m，从S轴所见的qm 轴的相位(角度)表示为A 、。在此情况下，当然，从dm轴所见的d轴 的相位也为6m，从Y轴所见的dm轴的相位也为A 、。 0m是从q轴(d轴) 所见的qm轴(dm轴)的提前角。△ e 表示qm轴与6轴之间的轴误差。d 轴与Y轴之间的轴误差即A e以A e=A 0 +9 表示。如上述，dm轴比d轴相位前移，此时，设6 取负的值。同样地，在 Y轴比dm轴相位前移的情况下，设A 6m取负的值。对图16所示的矢量 (Em等)后述。此外，电动机电流L的dm轴分量及qm轴分量分别以dm轴电流L及 qm轴电流U表示。电动机电压Va的dm轴分量及qm轴分量分别以dm轴电 压v"及qm轴电压vq 表示。在dmqm方法中，推定qm轴(dm轴)与S轴(y轴)之间的轴误差A e, ，从而使作为推定轴的Y轴收敛于dm轴(g卩，使轴误差A 、收敛于0)。 并且，通过将电动机电流Ia分解为与qm轴平行的qm轴电流i，和与dm轴 平行的dm轴电流idm，对电动机l进行矢量控制。从qm轴的定义明确可知，进行最大转矩控制时的电动机电流L的电 流轨迹，如图17的实线82所示，位于qm轴上。因此，在进行最大转矩 控制时，不需要复杂的Y轴电流指令值i/的计算，运算负荷减轻。此时，Y轴电流指令值i/与"的值无关，为O或O附近的规定值。使用电压方程式，对dmqm方法进行说明。而且，为实现与日本国专 利申请号2006-177646的说明书中的公式的编号整合，在本说明书中未设 式(7) (29)。如果着眼于dm-qm轴，对推定轴上的扩张感应电压方程式即上述式 (2-3)进行改写，则得到式(30)。<formula>formula see original document page 37</formula>(3 0)此处，定义式(31)成立。进一步，如果考虑id=iqm' sin9m，则式 (32)成立。<formula>formula see original document page 37</formula>如果使用式(32)对式(30)进行变形，则得到式(33)。但是，E 由式(34)表示。U是依存于、的假想电感。设定"是为了方便将式(30) 的右边第二项中存在的Eax* sin卜作为由假想电感导致的电压下降来处 理。而且U,取负的值。<formula>formula see original document page 38</formula>(3 3)<formula>formula see original document page 38</formula>(3 4)此处，近似等式Lm二Lq + U成立(因为、依存于iq及 存于iq及i，。此外，U也因磁饱和的影响而依存于iq及: 的依存性与U对iq的依存性汇总于L，在推定时考虑iq及此，式(33)如下述式(35)那样地变形。,，所以u,依 。将u对iq ,的影响)。如<formula>formula see original document page 38</formula>(3 5)如果进一步变形式(35)，则得到下述式(36)。此处，E,由下述式 (37)表示。<formula>formula see original document page 38</formula>(3 6)<formula>formula see original document page 38</formula> (3 7)如果Y - S轴与dm-qm轴之间存在轴误差A e ，则式(36)如下式(38) 那样地变形。 <formula>formula see original document page 39</formula>3 8)此外，若近似pA —0、 idm —0、 (Ld-Lq) (piq) —0，则由式(37) 表示的E,如下述式(39)那样地近似。- (a)((Z^ — sin (9 , + 0。 ) 一 (Z^ — Lg )(P'《))cos 0m + o;(Z^ — Lm ),&7 — 、sin ，+ 0。 ) cos^(3 9)此外，如果将"Lra = Lq+Lql"代入上式(32)得到的式对、求解，并 进一步假定isNi，，则得到下式(40)。如式(40)所示，因为l是is 的函数，所以E^也是"的函数。sin(4 0)参照图16，对E。,、 E^与E，的关系加以说明。将l、 Em与E，作为旋 转坐标系中的电压矢量考虑。在此情况下，EM可以称为扩张感应电压矢量。 扩张感应电压矢量Em是q轴上的感应电压矢量。将扩张感应电压矢量EBX 分解为qm轴上的感应电压矢量与dra轴上的感应电压矢量考虑。从上式 (34)可知，由该分解得到的qm轴上的感应电压矢量为Em。此外，由该 分解得到的、图16的以符号80表示的dm轴上的感应电压矢量(E 'sin 9m)为由假想电感Lq,导致的电压下降矢量。比较式(34)与(37)可知，E，是在K上施加了w (Lq-L ) idm。因 此，在旋转坐标系中，E^也与Ej司样为qm轴上的感应电压矢量。在进行 最大转矩控制时，如上述，因为i^N0，所以E^与E^ (大致) 一致。在将上述的dmqm方法适用于第二或第四实施例的情况下，图9或图 11所示的速度推定器30，例如根据下式(41)计算轴误差A em。 ￡6_及 E。^是感应电压矢量E，的Y轴分量及S轴分量。下式(41)通过使用对 上述的行列式(38)的第一行与第二行进行变形后的结果而得到(但是忽 略行列式(38)的右边第三项)。使用""v/及v/作为式(41)中的co、 Vy及v"并且，在此情况下，速度推定器30进行比例积分控制以使轴误 差A9J夂敛于0，从而计算并输出推定电动机速度"e。<formula>formula see original document page 40</formula>在利用式(41)计算A 9 J寸，可以忽略微分项pLiy及pL"。此夕卜， 在A 9 的计算中需要的L的值的计算中，利用下式(42)。对将"if0 与下式(43)及(44)"代入上式(32)中得到的式求解Lql，并利用该结 果，可以得到式(42)。A<formula>formula see original document page 40</formula>进一步，如果利用与最大转矩控制一致的d轴电流id的式(45)、与 作为id、 iq及U的关系式(近似式)的式(43)，对上式(42)进行变形， 则L变为U的函数(即，L的计算式中没有id及iq的项)。从而，通过假 定"^i一可基于is计算出以i，的函数表示的l^的值。并且，使用计算 出的L的值，能够从式(41)计算出轴误差A em。
<formula>formula see original document page 41</formula>(4 5)考虑将如上述的dmqm方法适用于上述的第二推定方法及第二实施例。 对比忽略了上式(38)的右边第三项的公式与上式(2-3)明确可知，在 通过无传感器控制推定dm轴及qm轴的情况下(即，实施使轴误差A 9m 收敛于0的控制的情况下)，如果适用第二推定方法，则能够由下式(2-6a) 及(2-7a)计算出推定电流。下式(2-6a)及(2_7a)相当于将上式(2-6) 及(2-7)中的EexY及E^置换为E^及Esx"的公式。g卩，在使用dmqm方 法的情况下，图9的电流推定器23a可以根据下式(2-6a)及(2-7a)计 算推定电流。此时，作为E^Y及E^"的值，可利用在求轴误差A 、时计 算出的它们的值。<formula>formula see original document page 41</formula>考虑将如上述的dmqm方法适用于上述的第四推定方法及第四实施例。 如果为了适合于dmqm方法而对上述式(4-1)及(4-2)进行改写，则得 到下式(4-la)及(4-2a)。因此，结果，与推定d轴及q轴的情况相同， 得到式(4—3)，并最终得到上式(4-8)及(4-9)。即，即使将dmqm方式 适用于第四实施例的情况下，图11的电流推定器23c的动作与由第四实 施例所述的动作相同。<formula>formula see original document page 41</formula>
《变形等》以上说明了适用本发明的电动机驱动系统的实施例，但本发明包含各 种变形例(或其他的实施例)。以下，作为变形例(或其他的实施例)或 注释事项，记述注释1 注释5。在各注释中记载的内容只要没有矛盾， 则可任意地进行组合。[注释1]处理了由转换器2使用三相调制的情况，但本发明并不依赖于调制方 式。例如，在由转换器2进行两相调制的情况下，通电模式与图3所示的 三相调制的通电模式不同。在两相调制中，因为最小相的下臂总是开启， 所以不存在与图4中的时刻TO-Tl间及T6-T7间对应的通电模式。但是， 结果，如果想在与时刻Tl-T2间及T2-T3间对应的通电模式下对母线电流 进行检测，则对于能够检测最大相及最小相的电流这点没有变化。[注释2]此外，构成上述的电动机驱动系统的各部位根据需要，可自由地利用 在电动机驱动系统中生成的所有值。 [注释3]此外，控制部3 (参照图1)的功能的一部分或全部例如通过使用嵌 入在通用微型计算机等中的软件(程序)来实现。在使用软件实现控制部 3的情况下，表示控制部3的各部的结构的框图表示功能框图。当然，也 可不用软件(程序)，仅由硬件构成控制部3。[注释4]此外例如，控制部3具有作为电动机控制装置的功能。即使考虑在电 动机控制装置中包含图l等的电流传感器5也无妨。此外，例如，图8及 图9中的电压运算部25或25a具有作为电压指令值导出机构的功能。[注释5]此外，在本说明书中，为了简化叙述，也存在仅由记号(iv等)的标 记表现与该记号对应的状态量(状态变量)等的情况。即，在本说明书中， 例如"i/'与"Y轴电流iY"所指相同。本发明适于使用电动机的所有电器设备。如上所述，因为能够将由于 电动机l的驱动产生的振动及噪音抑制在低水平，所以尤其适于冰箱用的
压缩机、车载用空调等。包含上述的各种的指令值(v/及v/等)或其他的状态量("e等)的、 需导出(或推定)的所有值的导出方法(或推定方法)任意。即，例如， 可通过在控制部3内的运算将其导出(或推定)，也可从预先设定的列表 数据中导出(或推定)。
权利要求
1. 一种电动机控制装置，其特征在于，具备电流检测机构，其将在驱动三相式的电动机的转换器与直流电源间流 通的电流作为检测电流进行检测，和电流推定机构，其对在伴随所述电动机的转子的旋转而旋转的旋转坐 标上的、所述电动机的电流矢量进行推定，所述电动机控制装置使用所述电流检测机构的检测结果与所述电流 推定机构的推定结果的任意一个，对流过所述电动机的电动机电流进行检 测，基于检测到的所述电动机电流，经由所述转换器，对所述电动机进行 控制。
2. 如权利要求l所述的电动机控制装置，其特征在于，所述电流推定机构基于过去检测到的所述电动机电流、与表示向所述 电动机施加的施加电压需追随的电压的电压指令值，对所述电流矢量进行 推定。
3. 如权利要求2所述的电动机控制装置，其特征在于，还具备 电压指令值导出机构，其基于检测到的所述电动机电流与表示该电动机电流需追随的电流的电流指令值，导出所述电压指令值， 所述转换器根据所述电压指令值对所述电动机进行驱动， 所述电流推定机构基于过去检测到的所述电动机电流与所述电压指令值，对形成所述电流矢量的正交两轴分量进行推定。
4. 如权利要求l所述的电动机控制装置，其特征在于， 所述电流推定机构基于过去检测到的所述电动机电流、与表示所述电动机电流需追随的电流的电流指令值，对所述电流矢量进行推定。
5. 如权利要求4所述的电动机控制装置，其特征在于，还具备电压指令值导出机构，其基于提供的外部指令值，导出所述电 流指令值，并且，为了使所述电动机电流追随所述电流指令值，通过非干 涉控制，将表示向所述电动机施加的施加电压需追随的电压的电压指令值 导出，所述转换器根据所述电压指令值对所述电动机进行驱动， 所述电流推定机构基于过去检测到的所述电动机电流与所述电流指 令值，对形成所述电流矢量的正交两轴分量进行推定。
6. 如权利要求l所述的电动机控制装置，其特征在于， 所述转换器是PWM转换器，其生成三相的PWM信号，该三相的PWM信号遵循三相电压指令值，该三相电压指令值基于检测到的所述电动机电 流与表示该电动机电流需追随的电流的电流指令值而导出，根据各相的PWM信号的脉冲宽度，向在所述电动机设置的各相的电 枢绕组供给相电流，该电动机控制装置还具备切换控制机构，其基于所述三相的PWM信 号的脉冲宽度，对基于所述检测电流的所述电动机电流的检测与基于所述 电流矢量的所述电动机电流的检测进行切换。
7. 如权利要求l所述的电动机控制装置，其特征在于， 还具备切换控制机构，其基于在所述电动机上施加的电压矢量，对基于所述检测电流的所述电动机电流的检测与基于所述电流矢量的所述电 动机电流的检测进行切换。
8. —种电动机驱动系统，其特征在于，具备 三相式的电动机；对所述电动机进行驱动的转换器；和通过控制所述转换器，对所述电动机进行控制的权利要求1所述的电 动机控制装置。
全文摘要
本发明提供一种电动机控制装置，其具备电流检测部，其对在驱动三相式的电动机的转换器与向该转换器供给直流电压的直流电源间流通的电流进行检测；电流推定器，其对在伴随电动机的转子的旋转而旋转的旋转坐标上的电动机的电流矢量进行推定，并使用电流检测部的检测结果与电流推定器的推定结果的任意一个，对流过电动机的电动机电流进行检测，并基于检测的电动机电流，经由所述转换器，对电动机进行控制。电流推定器，例如基于过去检测到的电动机电流与电压指令对电流矢量进行推定。
文档编号H02P21/00GK101145755SQ20071014878
公开日2008年3月19日 申请日期2007年9月11日 优先权日2006年9月11日
发明者富樫仁夫 申请人:三洋电机株式会社