电力变换装置的制作方法

专利名称：电力变换装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及将直流电力变换为交流电力、或将交流电力变换为直流电力的电力变
换装置。
背景技术：
接受直流电力且变换为用于将上述直流电力供给旋转电机的交流电力的电力变 换装置具备多个开关元件。通过上述开关元件反复开关动作，所供给的直流电力被变换为 交流电力。上述电力变换装置大部分还为通过上述开关元件的开关动作将感应于旋转电机 的交流电力变换为直流电力而使用。上述的开关元件通常是基于使用以规定频率进行变化 的载波的脉冲宽度调制方式(下记为PWM方式)进行控制的。通过提高载波的频率，控制 精度提高，而且具有使旋转电机的产生转矩趋于平稳的倾向。但是，上述开关元件在从切断状态向导通状态的切换时、或从导通状态向切断状 态的切换时，电力损失增大，发热量增大。电力变换装置的一个例子公开于特开昭63-234878号公报。在上述的开关元件从切断状态向导通状态、或从导通状态向切断状态的开关动作 的切换时，优选降低产生于开关元件的电力损失。通过降低电力损失，可以降低开关元件的 发热量。因此，优选降低上述开关元件的开关次数。如上所述，在通常使用的PWM方式中， 为了降低上述开关元件的每单位时间的开关动作的次数，需要降低载波的频率。但是，当降 低载波的频率时，从电力变换装置输出的交流电流的失真增大。这会导致基于该交流电流 的供给而三相交流电动机产生的转矩的波动增大。

发明内容
本发明的目的在于，提供一种电力变换装置，其可实现交流电力的供给，所述交流 电力可以尽可能地抑制接受来自电力变换装置的交流电力产生转矩的三相交流电动机的 输出转矩的波动增大，并且能够实现开关损失的降低。下面说明的实施方式反映了作为产 品而优选的研究成果，解决了作为产品而优选的更具体的各种课题。通过下面的实施方式 的具体构成及作用解决的具体课题用下面的实施方式一栏进行说明。本发明至少具备一个以下记述的特征。根据本发明的特征之一，电力变换装置具有为接收直流电力的供给并变换为向 三相交流电动机等电感负荷供给的交流电力而具有多个开关元件的逆变电路、和用于控制 上述开关元件的导通及切断的控制电路。控制电路基于即将变换的交流电力的角度即相 位，控制上述开关元件的导通动作或切断动作。通过这种构成，能够降低上述开关元件的开 关次数。
根据本发明的另一特征之一，在具有上述特征说明的构成的电力变换装置中，控 制电路控制逆变电路具有的开关元件的导通开始时刻，以使其与要输出的交流电力的相位 同步。另外，以开关元件的导通状态持续的角度(下记为导通持续角)以调制度比调制度 小的第一调制度大的调制度大的第二调制度增大，且开关元件的切断状态持续的角度(下 记为切断持续角)以比上述第一调制度使第二调制度减小的方式进行控制。另外，在调制 度比上述第二调制度还大的调制度大的第三调制度，当上述切断持续角减小到比上述开关 元件可以动作的角度小的规定的角度时，失去切断期间，以延续下一导通持续角的方式进 行控制。通过这样控制，除能够降低上述开关元件的开关次数以外，还能够提高可靠性。根据本发明的再另一特征之一，电力变换装置具有具有用于接收直流电力的供 给并变换为向三相交流电动机等电感负荷供给的交流电力的多个开关元件的逆变电路、和 输出用于控制上述开关元件的导通动作及切断动作的控制信号的控制电路。上述控制电路 基于要输出的交流电力的相位，控制上述开关元件的导通动作或切断动作。上述控制电路 在大致相同的调制度的状态下，例如，在作为电感负荷而动作的永久磁铁式同步旋转电机 或感应旋转电机那样的旋转电机的转速增大的情况下，或者，在上述旋转电机的转矩指令 值增大的情况下，以上述开关元件的开关动作的时间间隔缩短的方式控制上述开关元件。 即，在大致相同的调制度的状态下，在用于向电感负荷供给的交流电力的频率在比第一频 率高出1. 5倍或2倍程度的范围内进行变化的情况下，或者，在转矩指令值在所定范围内即 增加宽度小的情况下，以用于产生上述交流电力的每一循环的逆变电路的开关动作次数不 变的方式，控制开关元件。通过将上述逆变电路导通并将基于直流电力的电流供给于负荷 的导通动作位置设为适合抑制谐波的相位位置，可以抑制谐波。这样，既能够尽可能地抑制 要变换的交流电力的失真，又能够实现开关损失的降低。根据本发明的再另一特征，电力变换装置可以选择即将消除的谐波的次数，通过 消除即使不消除也可以的次数的谐波(或不选择)，能够防止开关元件的每单位相位的开 关次数增加。例如，在可以降低对旋转电机影响大的第5次谐波的交流输出的相位位置，使 逆变电路导通，在上述相位位置将直流电力的电流供给于负荷。通过这种构成、控制方法， 可以降低对旋转电机影响大的第5次谐波供给于负荷。根据本发明的再另一特征，电力变换装置按每单位相位、例如按每0〔rad〕 π〔 rad)使即将消除的次数的谐波重合并进行消除，因此能够降低开关元件的每单位相位的开 关次数。根据本发明的再另一特征之一，电力变换装置为将所供给的直流电力变换为用于 驱动旋转电机的三相交流电力而具备具有构成上臂和下臂的多个开关元件的桥式电路、 用于控制所述开关元件的导通及切断的控制电路、和产生使开关元件导通及切断的驱动信 号的驱动电路。在第一期间，基于即将输出的交流电力的相位，将驱动信号从所述驱动电路 供给到所述开关元件，基于所述驱动信号，使所述开关元件导通，向所述旋转电机供给交流 电流。在事先用所述控制电路求出的期间，使所述开关元件导通，向所述旋转电机蓄积能 量，接着，在第二期间，使所述桥式电路的上臂或下臂内的一方全部切断，并且使另一方全 部导通，基于所述蓄积的能量，使流动于旋转电机的电流持续流动。通过交替地设置所述第 一期间和第二期间，可以降低开关次数。根据本发明的再另一特征之一，电力变换装置在第一运转区域，基于即将输出的交流电力的相位，将控制开关元件的开关动作的驱动信号供给到开关元件，对应于即将输 出的交流电力的相位，使开关元件导通。另外，在所述即将输出的交流电力的频率比第一运 转区域低的第二区域，基于载波，进行控制开关元件的导通及切断的PWM控制。通过这种构 成，可以降低第二区域的失真增大，并且降低第一区域的开关次数，可以降低电力损失。本发明的再另一特征，除上述的各特征以外，还具有如下特征，S卩，基于电动机的 转速或即将输出的交流信号切换HM控制模式和正弦波PWM控制模式，所述HM控制模式是， 对应于输出的交流波形的相位，控制开关元件；所述正弦波PWM控制模式是，基于一定周期 的载波，控制开关元件。本发明的再另一特征之一，除上述的各特征以外，还具有如下特征，S卩，HM控制模 式还包含矩形波控制模式，该矩形波控制模式是，按电动机的每一转，使各相的开关元件分 别导通及切断一次。根据本发明的再另一特征，所述电力变换装置中，在HM控制模式时，使形成第一 期间的电角度位置、和第一期间的长度中的至少一方变化，从而使在电动机内流动的交流 电流的谐波成分变化为期望值，通过该谐波成分的变化，移至矩形波控制模式。本发明的再另一特征之一，电力变换装置还具备过渡电流补偿单元，该过渡电流 补偿单元输出用于补偿在电动机内流动的交流电流产生的过渡电流的补偿脉冲。该过渡电 流补偿单元在切换HM控制模式和正弦波PWM控制模式时，输出补偿脉冲。本发明的再另一特征，所述过渡电流补偿单元在HM控制模式和正弦波PWM控制模 式的切换时，或除此以外，在满足规定的条件时，输出补偿脉冲。本发明的再另一特征之一，电力变换装置还具备判定装置和斩波控制装置，所述 判定装置判定是否可检测电动机的旋转状态；所述斩波控制装置基于判定装置的判定结 果，输出用于在各相上与电角度无关地交替地形成第一期间和第二期间的规定的单相斩波 控制用信号。本发明的再另一特征，单相斩波控制用信号的周期根据电动机的电感来确定。本发明的再另一特征之一，电力变换装置具有具备构成上臂及下臂的多个开关 元件的桥式电路、输出用于使上述开关元件导通或切断的驱动信号的驱动电路、和用于控 制所述驱动电路的控制器，对应于从直流电力变换的交流电力的相位，使所述开关元件动 作，并且基于调制度，控制所述开关元件的导通或切断期间。本发明的再另一特征之一是，在上述特长中，还使在电动机内流动的交流电流的 谐波成分变化为期望值，在调制度最大时，进行按电动机的每一转使各相的开关元件分别 导通及切断一次的矩形波控制。根据本发明，在电力变换装置中，可以某种程度地抑制转矩波动的增大，还可以降 低开关损失。另外，在下面的实施方式中，如后所述，解决了作为产品而优选的各种课题。


图1是表示混合动力车的控制块的图。图2是表示电气电路的构成的图。图3是表示控制模式的切换的图。
图4是说明PWM控制和矩形波控制的图。图5是表示在矩形波控制中产生的谐波成分的例子的图。图6是表示第一实施方式的控制电路形成的电动机控制系统的图。图7是表示脉冲生成器的构成的图。图8是表示图表搜索的脉冲生成顺序的流程图。图9是表示实时运算的脉冲生成顺序的流程图。图10是表示脉冲波形运算顺序的流程图。图11是表示相位计数器的脉冲生成方法的图。图12是表示HM控制模式的线间电压波形之一例的图。图13是线间电压的脉冲宽度与其他脉冲列不相等时的说明图。图14是表示HM控制模式的线间电压波形之一例的图。图15是表示HM控制模式的相电压波形之一例的图。图16是表示线间电压和相端子电压的变换表的图。图17是表示将矩形波控制模式的线间电压脉冲变换成相电压脉冲的例子的图。图18是表示将HM控制模式的线间电压脉冲变换成相电压脉冲的例子的图。图19是表示改变了调制度时的线间电压脉冲的基本波和消除对象谐波成分的振 幅的大小的图。图20是表示HM控制模式的线间电压波形之一例的图。图21是表示HM控制模式的相电压波形之一例的图。图22是用于说明PWM脉冲信号的生成方法的图。图23是表示PWM控制模式的线间电压波形之一例的图。图24是表示PWM控制模式的相电压波形之一例的图。图25是将HM脉冲信号的线间电压脉冲波形和PWM脉冲信号的线间电压脉冲波形 进行比较的图。图26是表示将PWM控制模式和HM控制模式切换后的情形的图。图27是用于对PWM控制和HM控制的脉冲形状的差别进行说明的图。图28是表示电动机转速和HM脉冲信号的线间电压脉冲波形的关系的图。图29是表示在HM控制和PWM控制中生成的线间电压脉冲数和电动机转速的关系 的图。图30是表示由第一实施方式的控制电路进行的电动机控制的流程图。图31是表示第二实施方式的控制电路形成的电动机控制系统的图。图32是用于说明补偿电流的产生的图。图33是分别将相电流波形和补偿脉冲波形的局部放大后的图。图34是表示由第二实施方式的控制电路进行的电动机控制的流程图。图35是表示过渡电流补偿的顺序的流程图。图36是表示用于相电压附加时间的计算的电路模型的图。图37是表示第三实施方式的控制电路形成的电动机控制系统的图。图38是表示单相斩波控制之一例的图。图39是表示由第三实施方式的控制电路进行的电动机控制的流程图。
图40是说明降低谐波的动作原理的说明图。图41是对用于降低谐波的开关元件的开关时刻进行说明的说明图。图42是基于傅里叶级数展开说明谐波的消除方法的思路的说明图。图43是对消除了 3次、5次、7次谐波时的U相和V相的线间电压的波形进行说明 的说明图。图44是表示用于进行PWM控制的脉冲调制器的构成的图。
具体实施例方式除上述记载的内容以外，在下面的实施方式中，可以解决在产品化上优选的课题， 还实现在产品化上优选的效果。也有与上述记载的内容重复的内容或密切相关的内容，下 面记述其中几个课题，并且对具体课题的解决及具体的效果进行说明。〔开关元件的开关频度的降低〕在下面的实施方式说明的电力变换装置中，基于从直流电力变换的交流电力的波 形的角度即相位，从通过来自控制电路的控制信号而动作的驱动电路向开关元件供给驱动 信号，所述控制电路用于控制逆变电路具有的开关元件的开关动作，上述开关元件对应于 变换的交流电力的相位进行导通或切断动作。这样，通过具有利用来自控制电路的控制信 号来对应于相位角控制上述逆变电路具有的开关元件的导通动作的构成及作用，与一般的 PWM方式相比，可以降低上述开关元件的开关动作的每单位时间的次数或交流电力的每一 循环的开关次数。另外，在上述构成中，尽管降低了逆变电路的开关元件的开关频度，但仍 然具有可以抑制输出的交流波形的失真增大，且可以降低伴随开关动作的损失的效果。这 会影响到构成逆变电路的电源开关电路的开关元件的发热的降低。在下面说明的实施方式中，特别是在图10、图40及图41说明的实施方式中，选择 即将消除的谐波的次数。这样，由于可以按照本发明的应用对象选择消除的次数，因此可以 防止要消除的次数的种类过于增多，由此，可降低电源开关电路的开关元件的每单位相位 的开关次数。在包含供给交流电力的同步电动机及感应电动机的旋转电机中，次数低的谐 波的不良影响大，减少要输出的交流电力的称为第5次谐波及第7次谐波的较低次的谐波 会带来较大的效果。在本发明的实施方式中，至少在适合降低第5次谐波的相位位置，通过 基于逆变器的导通的来自直流电力源的电流供给到上述旋转电机，可以降低第5次谐波。 在此，作为直流电源，不局限于储蓄直流电力的电池，可以是平滑用电容器，例如，图2所示 的电容模块500。另外，作为开关元件，优选动作速度快且还可以基于控制信号控制导通及切断动 作双方的元件，作为这种元件，例如，具有绝缘栅双极型晶体管(insulated gatebipolar transistor下记为IGBT)及场效应晶体管(M0S晶体管)，从响应性及控制性这点出发，优 选这些元件。从上述电力变换装置输出的交流电力供给到由旋转电机等构成的电感电路，交流 电流基于电感作用而流动。在下面的实施方式中，作为电感电路，以形成电动机及发电机作 用的旋转电机为例进行说明。为产生驱动旋转电机的交流电力而使用本发明从效果这一点 出发是最佳的，但也可以作为向旋转电机以外的电感电路供给交流电力的电力变换装置而 使用。
在下面的实施方式中，在旋转电机的转速快的第一动作范围内，基于即将输出的 交流波形的相位，产生开关元件的开关动作，另一方面，在旋转电机的转速比上述第一动作 范围慢的第二动作区域内，基于一定频率的载波，以控制开关元件的动作的PWM方式，控制 上述开关元件。在上述第二动作区域，上述旋转电机的转子可以包含停止状态。另外，在下 面的实施方式中，作为旋转电机，以作为电动机及发电机使用的电动发电机为例进行说明。〔输出的交流电力的失真降低〕在基于要输出的电力的交流波形的角度即相位位置而将逆变器具有的开关元件 导通或切断的方式中，在输出的交流电力的频率低的区域内，具有交流波形的失真增大的 倾向。在上述的说明中，交流输出频率低的第二区域使用PWM方式，基于经过的时间，控制 开关元件，在输出的交流电力的频率比第二区域高的第一区域内，基于角度即相位位置，控 制开关元件(下记为HM控制)。这样，通过利用不同的方式控制逆变电路的开关元件，就会 产生可以降低输出的交流电力的失真的效果。〔基本控制〕在下面说明的实施方式中，作为基本控制，在供给交流电力的旋转电机的低速运 转状态下，通过PWM控制，产生上述交流电力，在旋转电机的转速上升的状态下，转移至下 面说明的HM控制的交流电力的产生控制。由此，可以尽可能地抑制失真的影响，实现效率提尚。另外，在上述的基本控制中，在旋转电机的停止状态下，如图3及图39所示，进行 斩波控制，然后从斩波控制移至PWM控制。另外，在与上述基本控制不同的观点上，如下面的实施方式所述，在旋转电机的高 速运转状态下，移至HM控制内的矩形波控制。在下面说明的HM控制中，对应于输出的交流 波形的相位，控制开关时刻，随着增高调制度，交流电力的半周期(电角度的0 π或π
的开关次数逐渐减少，最后，移至在半周期内只有一次导通的矩形波控制。这样，在下 面的实施方式中，具有可以平稳地移至矩形波控制的优点，因此，控制性优异。下面，参照附图对本发明实施方式的电力变换装置进行详细说明。本发明实施方 式的电力变换装置是应用于混合动力汽车(下记为HEV)及纯电动汽车(TESEV)的产 生用于驱动旋转电机的交流电力的电力变换装置的例子。HEV用的电力变换装置也好，EV 用的电力变换装置也好，在基本构成及控制中，共同之处较多，作为代表例，利用图1和图2 对将本发明实施方式的电力变换装置应用于混合动力汽车时的控制构成和电力变换装置 的电路构成进行说明。图1是表示混合动力汽车的控制块的图。在本发明实施方式的电力变换装置中，对搭载于汽车的车载电机系统的车载用电 力变换装置进行说明。特别例举用于车辆驱动用电机系统且搭载环境及工作环境等很差的 车辆驱动用电力变换装置进行说明。车辆驱动用电力变换装置作为驱动车辆驱动用旋转电 机的控制装置装设于车辆驱动用电机系统。该车辆驱动用电力变换装置将从构成车载电源 的车载蓄电池或车载发电装置供给的直流电力变换为规定的交流电力，将得到的交流电力 供给到上述旋转电机，驱动上述旋转电机。另外，上述旋转电机除具有电动机的功能以外， 还具有作为发电机的功能，因此上述电力变换装置，根据运转模式，不仅进行将直流电力变 换为交流电力的动作，而且还进行将上述旋转电机产生的交流电力变换为直流电力的动 作。所变换的直流电力供给到车载蓄电池。
11
另外，本实施方式的构成作为汽车或卡车等车辆驱动用电力变换装置是最佳的。 但是，也可应用于此以外的电力变换装置，例如电车及船舶、飞机等的电力变换装置、还有 用于产生向驱动工厂设备的旋转电机供给的交流电力的工业用电力变换装置、或驱动家用 太阳能发电系统及家用电化学制品的旋转电机的控制装置所使用的电力变换装置。下面，利用附图进行说明。在图1中，HEVllO是一辆电动车辆，具备二个车辆驱动 用系统。其中一个是以内燃机即发动机120为动力源的发动机系统。发动机系统主要作为 HEV的驱动源而使用。另一个是以电动发电机192、194为动力源的车载电机系统。车载电 机系统主要作为HEV的驱动源及HEV的电力发生源使用。电动发电机192、194是例如同步 机或感应机等旋转电机的一个例子，通过运转方法，既作为电动机进行动作，也作为发电机 进行动作，因此，在此记述为电动发电机。在车身的前部可旋转地轴支有前轴114。在前轴114的两端设有一对前轮112。在 车身的后部可旋转地轴支有后轴(省略图示)。在后轴的两端设有一对后轮。在本实施方 式的HEV中，采用将由动力驱动的主动轮设为前轮112、将牵动的从动轮设为后轮的所谓的 前轮驱动方式，反之，即，采用后轮驱动方式也可以。在前轴114的中央部设有前轮侧差动齿轮装置(下记为“前轮侧DEF”) 116。前轴 114机械地连接于前轮侧DEFl 16的输出侧。在前轮侧DEFl 16的输入侧机械地连接有变速 机118的输出轴。前轮侧DEF116是将由变速机118变速传递的旋转驱动力分配给左右的 前轴114的差动式动力分配机构。在变速机118的输入侧机械地连接有电动发电机192的 输出侧。在电动发电机192的输入侧经由动力分配机构122机械地连接有发动机120的输 出侧及电动发电机194的输出侧。另外，电动发电机192、194及动力分配机构122收纳于 变速机118的壳体内部。电动发电机192、194是转子上装设有永久磁铁的同步机。通过由电力变换装置 140、142控制供给于定子的电枢线圈的交流电力，控制电动发电机192、194的驱动。电力 变换装置140、142电连接有蓄电池136。在蓄电池136和电力变换装置140、142的彼此之 间，可进行电力的变换。 本实施方式的车载电机系统具备由电动发电机192及电力变换装置140构成的第 一电动发电单元、由电动发电机194及电力变换装置142构成的第二电动发电单元等两个 单元，根据运转状态，分别使用这两个单元。即，在通过来自发动机120的动力来驱动车辆 的情况下，在有助于加大车辆的驱动转矩时，通过发动机120的动力，使第二电动发电单元 作为发电单元而工作进行发电，通过由其发电得到的电力，使第一电动发电单元作为电动 单元而工作。另外，在同样的情况下，在有助于加大车辆的车速时，通过发动机120的动力， 使第一电动发电单元作为发电单元而工作进行发电，通过由其发电得到的电力，使第二电 动发电单元作为电动单元而工作。另外，在本实施方式中，通过利用蓄电池136的电力使第一电动发电单元作为电 动单元而工作，则仅通过电动发电机192的动力，就可以驱动车辆。另外，在本实施方式中， 通过利用发动机120的动力或来自车轮的动力使第一电动发电单元或第二电动发电单元 作为发电单元而工作进行发电，可以将蓄电池136充电。蓄电池136还作为用于驱动辅机用电动机195的电源而使用。作为辅机用电动机， 例如，驱动空气调节器的压缩机的电动机、或驱动控制用液压泵的电动机。从蓄电池136向电力变换装置43供给直流电力，由电力变换装置43变换为交流电力，并供给到电动机195。 电力变换装置43与电力变换装置140及142具有同样的功能，控制供给到电动机195的交 流的相位及频率、电力。例如，通过对电动机195的转子的旋转供给超前相位的交流电力， 电动机195产生转矩。另一方面，通过产生滞后相位的交流电力，电动机195作为发电机起 作用，成为再生制动状态的运转。这种电力变换装置43的控制功能与电力变换装置140及 142的控制功能相同。电动机195的容量比电动发电机192及194的容量小，因此电力变换 装置43的最大变换电力比电力变换装置140及142小。但是，电力变换装置43的电路构 成及动作基本上与电力变换装置140及142的电路构成及动作相类似。电力变换装置140及142及电力变换装置43还有电容模块500处于电性的密切 关系。另外，需要对发热的对策这一点共同。另外，优选尽可能小地制作装置的体积。从这 几点出发，下面详述的电力变换装置将电力变换装置140及142及电力变换装置43还有电 容模块500内装于电力变换装置壳体内。通过该构成，可以实现小型且可靠性高的装置。另外，通过将电力变换装置140及142及电力变换装置43还有电容模块500内装 于一个壳体内，在配线的简化及噪音对策上有效。另外，可以降低电容模块500与电力变换 装置140及142及电力变换装置43的连接电路的电感，可以降低尖峰电压，并且可以实现 发热的降低及放热效率的提高。接着，利用图2对电力变换装置140及142或电力变换装置43的电气电路的构成 进行说明。另外，在图1 图2所示的实施方式中，以分别单独地构成电力变换装置140及 142或电力变换装置43的情况为例进行说明。电力变换装置140及142或电力变换装置 43以同样的构成形成同样的作用，具有同样的功能。在此，作为代表例，进行电力变换装置 140的说明。本实施方式的电力变换装置200具备电力变换装置140和电容模块500。电力变 换装置140具有电源开关电路144和控制部170。另外，电源开关电路144具有作为上臂 而动作的开关元件和作为下臂而动作的开关元件。在该实施方式中，作为开关元件，使用 IGBT (绝缘栅双极晶体管)。作为上臂而动作的IGBT328与二极管156并联连接，作为下臂 而动作的IGBT330与二极管166并联连接。构成为，具有多个上下臂的串联电路150 (在图 2的例子中，三个上下臂的串联电路150、150、150)，与从各上下臂的串联电路150的节点部 分(节点169)穿过交流端子159通向电动发电机192的交流电力线(交流汇流条)186连 接。另外，控制部170具有驱动控制电源开关电路144的驱动电路174、和经由信号线176 向驱动电路174供给控制信号的控制电路172。上臂和下臂的IGBT328及330是开关元件，接收从控制部170输出的驱动信号而 动作，将由蓄电池136供给的直流电力变换为三相交流电力。该变换的电力供给到电动发 电机192的电枢线圈。如上所述，电力变换装置140也进行将电动发电机192产生的三相 交流电力变换为直流电力的动作。如图1所示，本实施方式的电力变换装置200具有电力变换装置140和142还有 电力变换装置43和电容模块500。如上所述，电力变换装置140和142还有电力变换装置 43由同样的电路构成，因此，在此以电力变换装置140为代表进行讲述，如上所述，已经省 略了电力变换装置142和电力变换装置43。电源开关电路144由三相电桥电路构成。在蓄电池136的正极侧和负极侧电连接有直流正极端子314和直流负极端子316。在直流正极端子314和直流负极端子316之间 分别并联地电连接有对应于各相的上下臂的串联电路150、150、150。在此，将上下臂的串 联电路150讲述为臂。各臂具备上臂侧开关元件328及二极管156、和下臂侧开关元件330 及二极管166。在本实施方式中，作为开关元件，例示了使用IGBT328及330的例子。IGBT328及 330具备集电极153、163、发射极(信号用发射极端子155、165)、和栅极(栅极端子154、 164)。如图所示，在IGBT328、330的集电极153、163和发射极之间并联地电连接有二极管 156、166。二极管156、166具备阴极及阳极二个电极。以从IGBT328、330的发射极向集电 极的方向为顺方向的方式，阴极分别电连接于IGBT328、330的集电极；阳极分别电连接于 IGBT328、330的发射极。作为开关元件，也可以使用MOSFET (金属氧化物半导体型场效应晶 体管)。在这种情况下，不需要二极管156及二极管166。上下臂的串联电路150对应于向三相电动发电机192供给的交流电力的各相，各 串联电路150、150、150用于在将IGBT328的发射极和IGBT330的集电极163连接的节点 169上分别输出U相、V相、W相的交流电力。各相的上述节点169分别经由交流端子159和 连接器188与电动发电机192的U相、V相、W相的电枢线圈(在同步电动机中，定子线圈) 连接，向上述电枢线圈流动U相、V相、W相电流。上述上下臂的串联电路彼此电并联连接。 上臂的IGBT328的集电极153经由直流汇流条并经由正极端子(P端子)157电连接于电容 模块500的正极侧电容电极，下臂的IGBT330的发射极经由直流汇流条并经由负极端子(N 端子)158电连接于电容模块500的负极侧电容电极。电容模块500用于构成平滑电路，所述平滑电路抑制通过IGBT328、330的开关动 作而产生的直流电压的波动。电容模块500的正极侧电容电极经由直流连接器138电连接 有蓄电池136的正极侧；电容模块500的负极侧电容电极经由直流连接器138电连接有蓄 电池136的负极侧。由此，电容模块500连接在上臂IGBT328的集电极153和蓄电池136 的正极侧之间、和下臂IGBT330的发射极和蓄电池136的负极侧之间，相对于蓄电池136和 上下臂的串联电路150电并联连接。控制部170发挥控制将IGBT328、330导通及切断的动作的作用，控制部170具备 控制电路172和驱动电路174，所述控制电路172基于来自另一控制装置及传感器等的输入 信息，生成用于控制IGBT328、330的开关时刻的时刻信号；所述驱动电路174基于从控制电 路172输出的时刻信号，生成用于使IGBT328、330进行开关动作的驱动信号。控制电路172具备用于对IGBT328、330的开关时刻进行运算处理的微型计算机。 作为输入信息，向该微型计算机输入对电动发电机192要求的目标转矩值、从上下臂的串 联电路150向电动发电机192的电枢线圈供给的电流值、及电动发电机192的转子的磁极 位置。目标转矩值是基于从未图示的上位控制装置输出的指令信号的转矩值。电流值是基 于从电流传感器180输出的检测信号而检测到的值。磁极位置是基于从设于电动发电机 192的旋转磁极传感器(未图示)输出的检测信号而检测到的位置。在本实施方式中，以检 测三相电流值的情况为例进行说明，但也可以检测二相的电流值。控制电路172内的微型计算机基于所输入的目标转矩值运算电动发电机192的d、 q轴的电流指令值，基于该运算的d、q轴的电流指令值和检测到的d、q轴的电流值的差值， 运算d、q轴的电压指令值，根据该d、q轴的电压指令值生成脉冲状的驱动信号。如后所述，控制电路172具有产生二种方式的驱动信号的功能。该二种方式的驱动信号基于电感负荷 即电动发电机192的状态、或即将变换的交流电力的频率等而选择。上述二种方式内的一种是基于即将输出的交流波形的相位控制开关元件即 IGBT328、330的开关动作的调制方式(作为HM方式，后面进行叙述)。上述二种方式内的 另一种是通常称为PWM(Pulse WidthModulation)的调制方式。驱动电路174在驱动下臂的情况下，将脉冲状的调制波信号放大，且将此作为驱 动信号输出到对应的下臂的IGBT330的栅极。另外，在驱动上臂的情况下，将脉冲状的调制 波信号的基准电位电位移至上臂的基准电位电平以后，再将脉冲状的调制波信号放大，且 将此作为驱动信号输出到对应的上臂的IGBT328的栅极。由此，各IGBT328、330基于所输 入的驱动信号进行开关动作。这样，通过根据来自控制部170的驱动信号(驱动信号)进 行的各IGBT328、330的开关动作，电力变换装置140将从直流电源即蓄电池136供给的电 压变换为以电角度计按每2 π /3rad错开的U相、V相、W相的各输出电压，供给于三相交流 电动机即电动发电机192。另外，电角度对应于电动发电机192的旋转状态，具体而言，对应 于转子的位置，在O 之间进行周期性的变化。通过将该电角度设为参数而使用，可以 根据电动发电机192的旋转状态，确定各IGBT328、330的开关状态、即U相、V相、W相的各 输出电压。另外，控制部170进行异常检测(过电流、过电压、过温度等)，保护上下臂的串联 电路150。因此，在控制部170输入有传感信息。例如，从各臂的信号用发射极端子155、 165流到各IGBT328、330的发射极的电流的信息输入到对应的驱动部(IC)。由此，各驱动部 (IC)进行过电流检测，在检测到过电流的情况下，使对应的1GBT328、330的开关动作停止， 从过电流方面保护对应的IGBT328、330。从设于上下臂的串联电路150的温度传感器(未 图示)向微型计算机输入有上下臂的串联电路150的温度信息。另外，在微型计算机内输 入有上下臂的串联电路150的直流正极侧的电压信息。微型计算机基于这些信息，进行过 温度检测及过电压检测，在检测到过温度或过电压的情况下，使全部的IGBT328、330开关 动作停止，从过温度或过电压方面保护上下臂的串联电路150，进而，保护包含该电路150 的半导体模块。在图2中，上下臂的串联电路150是上臂的IGBT328及上臂的二极管156、和下臂 的IGBT330及下臂的二极管166的串联电路。IGBT328、330是开关用半导体元件。按一定 顺序切换电源开关电路144的上下臂的IGBT328、330的导通及切断动作。该切换时的电动 发电机192的定子线圈的电流在由二极管156、166构成的电路内流动。如图所示，上下臂的串联电路150具备Positive端子(P端子、正极端子)157、 Negative端子(N端子158、负极端子)、来自上下臂的节点169的交流端子159、上臂的信号 用端子(信号用发射极端子)155、上臂的栅极端子154、下臂的信号用端子(信号用发射极 端子)165、和下臂的栅极端子164。另外，电力变换装置200在输入侧具有直流连接器138， 在输出侧具有交流连接器188，穿过各自的连接器138和188，分别连接于蓄电池136和电 动发电机192连接。另外，作为产生向电动发电机输出的三相交流的各相输出的电路，也可 以是将二个上下臂的串联电路并联连接于各相的电路构成的电力变换装置。图3是表示旋转电机可以输出的最大转矩和旋转电机的转速的关系的曲线图。利 用图3对电力变换装置140进行的控制模式的切换进行说明。电力变换装置140根据电动机即电动发电机192的转速、或输出的交流电力的频率，切换使用PWM控制方式和后述的HM 控制方式。图3表示电力变换装置140的控制模式切换的情形。另外，切换控制模式的转 速可任意变更。例如，在汽车从停止状态开始行驶的情况下，上述电动发电机192需要在停 止状态产生较大的转矩。另外，为了显示出车辆的高档感，优选平稳地起步和加速。另一方 面，在旋转停止时状态下，对应于要求的转矩进行PWM控制或斩波控制，控制转子向定子供 给的交流电流。随着上述电动发电机192的转速上升，移至PWM控制。在车辆的起步时及加速时，为了实现平稳的加速，优选减少供给于上述电动发电 机192的交流电力的失真，以PWM控制方式控制电源开关电路144具有的开关元件的开关 动作。下面说明的HM控制在电动发电机192的转速包含停止状态的超低速状态下，在控制 性上存在问题，另外，处于交流电力波形的失真增大的倾向，通过与PWM控制方式的控制组 合，或者，通过再加上斩波控制，可以弥补这种缺点。在上述电动发电机192的低速运转状态下，可以供给的交流电流有限，进行抑制 了最大产生转矩的控制。成为随着上述电动发电机192的转速增大而内部感应电压升高且 电流的供给量减少的倾向。因此，上述电动发电机192的输出转矩变为转速一增大就降低 的倾向。近年来，电动发电机所要求的最高转速处于进一步升高的倾向，有时希望达到超过 每分钟1万5千转的速度，在中速及高速运转下，HM控制是有效的。PWM方式的控制和HM控制的切换的电动发电机的转速不作特别限制，考虑例如， 在700rpm以下的状态下，用PWM方式进行控制，在高于700rpm的转速下，进行HM控制。 1500rpm 5000rpm的范围是非常适合HM方式控制的运转区域，在该区域，相对于PWM方式 的控制而言，HM方式控制的开关元件的开关损失的降低效果显著。该运转区域是在市区行 驶时易利用的运转区域，HM方式的控制在密切关系生活的运转区域发挥较好的效果。在本实施例中，用PWM控制方式控制的模式(下面，称PWM控制模式)在电动发电 机192的转速较低的区域使用，另一方面，在转速较高的区域，使用后述的HM控制模式。在 PWM控制模式下，电力变换装置140进行利用如上所述的PWM信号的控制。即，利用控制电 路172内的微型计算机，基于输入的目标转矩值，运算电动发电机192的d、q轴的电压指令 值，将此变换为U相、V相、W相的电压指令值。而且，以各相的电压指令值相应的正弦波为 基本波，将该基本波与载波即规定周期的三角波进行比较，将具有基于其比较结果确定的 脉冲宽度度的脉冲状调制波输出到驱动电路174。通过将该调制波相应的驱动信号从驱动 电路174向分别对应于各相的上下臂的IGBT328、330输出，从蓄电池136输出的直流电压 被变换为三相交流电压，且向电动发电机192供给。关于HM的内容，后面进行详细说明。在HM控制模式下，由控制电路172生成的调 制波输出到驱动电路174。由此，该调制波相应的驱动信号从驱动电路174向各相的对应的 IGBT328、330输出。其结果是，从蓄电池136输出的直流电压被变换为三相交流电压，向电 动发电机192供给。如电力变换装置140那样，在利用开关元件将直流电力变换为交流电力的情况 下，当减少每单位时间或交流电力的每规定相位的开关次数时，就可以降低开关损失，另一 方面，由于存在变换的交流电力大多包含谐波成分的倾向，因此转矩波动增大，电动机的控 制响应性有可能变差。因此，在本发明中，如上所述，通过根据即将变换的交流电力的频率 或与该频率有关的电动机的转速切换PWM控制模式和HM控制模式，在不易受低次谐波的影响的电动机旋转区域、即高速旋转区域，适用HM控制方式，在易产生转矩波动的低速旋转 区域，适用PWM控制方式。这样就可以较低地抑制转矩波动的增大，可以降低开关损失。另外，作为每单位时间或被输出的交流电力的每单位周期的开关次数成为最小的 电动机的控制状态，具有供给于电动机的交流电力的每半周期开关一次各相的开关元件的 矩形波的控制状态。在上述的HM控制方式中，该矩形波的控制状态可以设为随着变换的交 流电力波形的调制度的增大而减少的每半周期的开关次数的最终状态，并可以当作HM控 制方式的一个控制方式。后面对这点进行详细说明。接着，为了说明HM控制方式，首先参照图4对PWM控制和矩形波控制进行说明。 PWM控制的情况是基于一定频率的载波和即将输出的交流波形的大小比较确定开关元件的 导通及切断的时刻且控制开关元件的方式。通过利用PWM控制，可以将波动小的交流电力 供给到电动机，可进行转矩波动小的电动机控制。另一方面，由于每单位时间或交流波形的 每周期的开关次数多，因此具有开关损失大的缺点。与此相对，作为一个极端的例子，在利 用一个脉冲的矩形波控制开关元件的情况下，由于开关次数少，因此可以减少开关损失。另 一方面，变换的交流波形当忽略电感负荷的影响时，成为矩形波状，相对于正弦波，可以看 作是包含5次、7次、11次、…等谐波成分的状态。当将矩形波进行傅里叶展开时，除基本 正弦波以外，呈现5次、7次、11次、…等谐波成分。该谐波成分产生成为转矩波动的原因 的电流失真。这样，PWM控制和矩形波控制彼此处于配极关系。图5表示在假定将开关元件的导通及切断控制成矩形波状时产生于交流电力的 谐波成分的例子。图5 (a)是将矩形波状地变化的交流波形分解成基本波即正弦波和5次、 7次、11次、…等谐波成分的例子。图5(a)所示的矩形波的傅里叶级数展开表示为式(1)。f (ωt) = 4/ji X {sinω t+ (sin3 ω t)/3+ (sin5 ω t)/5+ (sin7 ω t)/7+···}.....(1)式(1)表示由4/π · (sincot)所示的基本波之正弦波和这些谐波成分即3次、5 次、7次…各成分形成图5 (a)所示的矩形波。这样，可知通过相对于基本波合成更高次的谐 波，接近矩形波。图5 (b)表示分别将基本波、3次谐波、5次谐波的各振幅进行比较的情形。当设图 5(a)的矩形波的振幅为1时，基本波的振幅表达为1. 27，3次谐波的振幅表达为0. 42，5次 谐波的振幅表达为0. 25。这样，可知谐波的次数越高，其振幅就越小，因此矩形波控制的影 响变小。特别是，谐波对旋转电机的影响是，次数低的5次谐波的影响较大。在此，次数最 低的3次谐波在三相交流电动机中形成相互消除影响的作用，3的倍数的次数的谐波的影 响不会成为障碍。因此，振幅大的5次谐波的影响较大。其次影响的谐波是7次谐波，再其 次是11次谐波，依此类推。处于次数越高影响越小的倾向。但是，根据要控制的旋转电机 的特性，有时7次谐波及11次谐波比5次谐波的影响还大。从矩形波形状地导通及切断开关元件时有可能产生的转矩波动的观点出发，消除 影响大的低次谐波成分，另一方面，对影响小的高次谐波成分，忽略其影响，通过包含这些 谐波成分，可以实现开关损失小并且能够较低地抑制转矩波动增大的电力变换器。在本实 施方式使用的HM控制中，通过将根据控制的状态对矩形波交流电流具有的谐波成分进行 了某种程度消减的交流电力输出，由此，减小电动机控制的转矩波动的影响，另一方面，设 为在使用上没有问题的范围内包含谐波成分的状态，来降低开关损失。如上所述，在该说明 书中，将这种控制方式记述为HM控制方式。
另外，在下面的实施方式中，在输出了 HM控制方式的谐波的影响大或控制性差的 低频交流电力的状态下，使用PWM控制方式。具体而言，根据电动机的转速，切换PWM控制 和HM控制，通过在转速低的区域使用PWM方式进行控制，在低速旋转区域和高速旋转区域 的各区域，进行优选的电动机控制。接着，对用于实现上述控制的控制电路172的构成进行说明。作为搭载于电力变 换装置140的控制电路172的控制方法，对三种电动机控制方法进行说明。下面，将这三种 电动机控制方法设为第一、第二、第三实施方式进行记述。另外，控制电路的基本动作利用 通过程序进行动作的微型计算机来处理，但按每一功能将微型计算机的动作进行分解，会 通俗易懂，因此通过图解为存在对应于功能的电路块的内容进行说明。_第一实施方式_图6表示将本发明第一实施方式的控制电路172的电动机控制系统的功能展开为 功能块的方框图。从控制车辆的上位控制装置向控制电路172输入电动发电机192的控制 指令、例如作为目标转矩值的转矩指令T*。转矩指令、电流指令变换器410基于所输入的转 矩指令I"、和基于由旋转磁极传感器193检测到的磁极位置信号θ的转速信息，利用预存 储的转矩-转速图的数据，求出d轴电流指令信号Icf及q轴电流指令信号Iq*。转矩指令、 电流指令变换器410求出的d轴电流指令信号IcT及q轴电流指令信号Iq*分别输出到电 流控制器(ACR) 420、421。电流控制器(ACR) 420,421基于从转矩指令、电流指令变换器410输出的d轴电流 指令信号IcT及q轴电流指令信号和由电流传感器180检测到的电动发电机192的相 电流检测信号lu、lv、lw在控制电路172上的未图示的三相二相变换器中通过来自旋转传 感器的磁极位置信号在d、q轴上变换而成的Id、Iq电流信号，以在电动发电机192内流动 的电流追随d轴电流指令信号Icf及q轴电流指令信号Iq*的方式，分别运算d轴电压指令 信号VcT及q轴电压指令信号Vq*。电流控制器(ACR) 420求出的d轴电压指令信号VcT及q 轴电压指令信号Vq*输出到HM控制用的脉冲调制器430。另一方面，电流控制器(ACR)421 求出的d轴电压指令信号Vd*及q轴电压指令信号Vcf输出到PWM控制用的脉冲调制器440。HM控制用的脉冲调制器430由电压相位差运算器431、调制度运算器432、和脉冲 生成器434构成。从电流控制器420输出的d轴电压指令信号VcT及q轴电压指令信号Vq* 在脉冲调制器430输入到电压相位差运算器431和调制度运算器432。电压相位差运算器431计算出电动发电机192的磁极位置和d轴电压指令信号 VcT及q轴电压指令信号Vcf表示的电压相位的相位差、即电压相位差。当设该电压相位差 为δ时，电压相位差δ用式(2)表示。δ = arctan (-Vd*/Vq*)................(2)电压相位差运算器431还通过上述的电压相位差δ加上来自旋转磁极传感器193 的磁极位置信号θ表示的磁极位置的运算，计算出电压相位。然后，将算出的电压相位相 应的电压相位信号θ ν输出到脉冲生成器434。当设磁极位置信号θ表示的磁极位置设为 θ e时，该电压相位信号θ ν用式(3)表示。θ ν = δ + θ .........................(3)调制度运算器432通过用蓄电池136的电压将d轴电压指令信号VcT及q轴电压 指令信号Vcf表示的矢量的大小标准化，计算出调制度，将其调制度相应的调制度信号a输出到脉冲生成器434。在该实施方式中，上述调制度信号a基于供给到图2所示的电源开关 电路144的直流电压即蓄电池电压而定，有蓄电池电压越高调制度a就变得越小的倾向。另 外，有指令值的振幅值越大调制度a就变得越大的倾向。具体而言，当设蓄电池电压为Vdc 时，调制度信号a用式(4)表示。另外，式(4)中，Vd表示d轴电压指令信号VcT的振幅值， Vq表示q轴电压指令信号Vcf的振幅值。a=(/*(2/3))(/‘ (Vd"2+Vq*2) )/(Vdc/2)................(4)脉冲生成器434基于来自电压相位差运算器431的电压相位信号θ v、和来自调制 度运算器432的调制度信号a，生成分别对应于构成逆变电路的U相、V相、W相的各上下臂 的基于六种HM控制的脉冲信号。然后，将生成的脉冲信号输出到切换器450，从切换器450 输出到驱动电路174(已用图2进行了说明)，向构成逆变电路的各开关元件输出驱动信号。 另外，后面对基于HM控制的脉冲信号(下记为HM脉冲信号)的产生方法进行详细说明。另一方面，PWM控制用的脉冲调制器440基于从电流控制器421输出的d轴电压 指令信号VcT及q轴电压指令信号Vcf、和来自旋转磁极传感器193的磁极位置信号θ，通 过众所周知的PWM方式，生成分别对应于U相、V相、W相的各上下臂的基于六种PWM控制的 脉冲信号(下记为PWM脉冲信号)。然后，将生成的PWM脉冲信号输出到切换器450，从切 换器450供给到驱动电路174，从驱动电路174(已用图2进行了说明)将驱动信号供给到 构成逆变电路的各开关元件。切换器450选择从HM控制用脉冲调制器430输出的HM脉冲信号或从PWM控制用 脉冲调制器440输出的PWM脉冲信号中任一信号。如上所述，该切换器450的脉冲信号的 选择根据电动发电机192的转速而进行。即，在电动发电机192的转速低于设定成切换线 的规定阈值的情况下，通过选择PWM脉冲信号，在电力变换装置140应用PWM控制方式。另 外，在电动发电机192的转速高于阈值的情况下，通过选择HM脉冲信号，在电力变换装置 140应用HM控制方式。这样，切换器450选择的HM脉冲信号或PWM脉冲信号输出到驱动电 路 174。如上所述，将HM脉冲信号或PWM脉冲信号作为调制波而从控制电路172向驱动电 路174输出。根据该调制波，从驱动电路174向电源开关电路144的各IGBT328、330输出 驱动信号。另外，如上所述，控制电路172是将由计算机程序执行的微型计算机的处理功能 功能有别地方框图化的电路。在此，对图6的脉冲生成器434的详细情况进行说明。例如，如图7所示，脉冲生 成器434通过相位搜索器435和计时计数比较器436来实现。相位搜索器435基于来自电 压相位差运算器431的电压相位信号θ ν、和基于来自调制度运算器432的调制度信号a及 磁极位置信号θ的转速信息，从预存储的开关脉冲的相位信息图表，关于U相、V相、W相的 上下各臂，搜索要输出开关脉冲的相位，将其搜索结果的信息输出到计时计数比较器436。 计时计数比较器436基于从相位搜索器435输出的搜索结果，分别生成作为对U相、V相、W 相的上下各臂的开关指令的HM脉冲信号。如上所述，由计时计数比较器436生成的相对于 各相的上下各臂的六种HM脉冲信号输出到切换器450。图8是表示对图7的相位搜索器435及计时计数比较器436的脉冲生成的顺序进 行详细说明的流程图。相位搜索器435，在步骤801中，将调制度信号a作为输入信号而输 入，在步骤802中，将电压相位信号θ ν作为输入信号而输入。接着，在步骤803中，相位搜索器435基于所输入的当时的电压相位信号θ v，考虑控制滞后时间和转速，运算对应于下 一控制周期的电压相位的范围。其后，在步骤804中，相位搜索器435进行ROM搜索。在该 ROM搜索中，基于所输入的调制度信号a，在步骤803中运算的电压相位的范围内，从预存储 于ROM(未图示)的图表，搜索开关的开和关的相位。相位搜索器435在步骤805中将由步骤804的ROM搜索得到的开关的开和关的相 位信息输出到计时计数比较器436。计时计数比较器436在步骤806中将该相位信息变换 为时间信息，利用与计时计数的比较匹配功能，生成HM脉冲信号。另外，将相位信息变换为 时间信息的过程利用转速信号信息。或者，也可以在步骤806中，利用与相位计数的比较匹 配功能，将由步骤804的ROM搜索得到的开关的开和关的相位信息生成HM脉冲。计时计数比较器436在下一步骤807中将步骤806中生成的HM脉冲信号输出到 切换器450。通过如上所述的步骤801 807的处理在相位搜索器435及计时计数比较器 436中进行，在脉冲生成器434中生成HM脉冲信号。或者，也可以恢复图8的流程图，通过在脉冲生成器434中执行图9的流程图所示 的处理，进行脉冲生成。该处理不使用如图8的流程图所示利用预存储的图表搜索开关相 位的图表搜索方式，而是按电流控制器(ACR)的每一控制周期生成开关相位的方式。脉冲生成器434在步骤801中输入调制度信号a，在步骤802中，输入电压相位信 号θν。接着，在步骤820中，脉冲生成器434基于所输入的调制度信号a及电压相位信号 θ v，考虑控制滞后时间和转速，按电流控制器(ACR)的每一控制周期确定开关的开和关的 相位。图10的流程图表示步骤820的开关相位的确定处理的详细内容。在步骤821中， 脉冲生成器434基于转速指定要消除的谐波次数。按照这样指定的谐波次数，接着在步骤 822中，脉冲生成器434进行矩阵运算等处理，在步骤823中，输出脉冲基准角度。步骤821 823的脉冲生成过程按照下面的式(5) (8)所示的行列式进行运算。在此，作为一个例子，以消除3次、5次、7次成分的情况为例。脉冲生成器434当在步骤821中指定3次、5次、7次的谐波成分作为要消除的谐 波次数时，在下面的步骤822中，进行矩阵运算。在此，对3次、5次、7次的消除次数，制作如式(5)那样的行矢量。[S1 S2 S3] = π/2|χ/3 k2/5 k3/7]... (5)式(5)的右边括弧内的各要素为kl/3、k2/5、k3/7。kl、k2、k3可以选择任意奇数。 但是，不可选择kl = 3、9、15 ；k2 = 5、15、25 ；k3 = 7、21、35等。在该条件下，3次、5次、7
次成分被完全消除。当更通常地记述上述时，通过设分母值为要消除的谐波次数，且设分子值为分母 的奇数倍以外的任意奇数，可以确定式(5)的各要素值。在此，在式(5)的例子中，由于消 除次数为三种(3次、5次、7次)，因此将行矢量的要素数设为三个。同样地，对N种消除次 数设定要素数N的行矢量，可以确定各要素的值。另外，在式(5)中，取而代之，通过将各要素的分子和分母的值设为上述以外的 值，来消除谐波成分，也可以将其频谱整形。因此，并非以谐波成分的消除而是以频谱整形 为主要目的，任意选择各要素的分子和分母的值。在这种情况下，分子和分母的值不必是整数，作为分子值，不可选择分母的奇数倍。另外，分子和分母的值不必是常数，也可以是随时 间变化的值。如上所述，在用分母和分子的组合确定其值的要素为三个的情况下，如式(5)所 示，可以设定三列矢量。同样地，可以设定用分母和分子的组合确定其值的要素数N的矢 量、即N列矢量。在下述中，将该N列矢量称为谐波基准相位矢量。在谐波基准相位矢量如式(5)所示为3列矢量的情况下，将其谐波基准相位矢量 转置，进行式(6)的运算。其结果是，可以得到Sl S4的脉冲基准角度。脉冲基准角度Sl S4是表示电压脉冲的中心位置的参数，且是与后述的三角载 波进行比较的参数。这样，在脉冲基准角度为4个(Si S4)的情况下，通常，线间电压每 一周期的脉冲数为16个。

权利要求
1.一种电力变换装置，其特征在于，具备 直流端子，用于接受直流电力；电源开关电路，具有多个将作为上臂发挥作用的开关元件和作为下臂发挥作用的开关 元件串联地连接而成的串联电路，接受直流电力并输出交流电力； 交流端子，用于输出交流电力；驱动电路，用于控制所述电源开关电路所具有的开关元件的开关动作；和 控制电路，用于控制所述驱动电路，所述电源开关电路构成为，使多个所述串联电路分别相对于所述直流端子为并联连接 的状态，并使在作为所述上臂发挥作用的开关元件和作为所述下臂发挥作用的开关元件的 连接部产生的交流电压施加在所述交流端子上，所述控制电路，在即将输出的交流电力的频率低的第一动作区域，为了以PWM方式控 制所述开关元件的开关动作，产生信号并将其供给到所述驱动电路，所述控制电路，在即将输出的交流电力的频率比所述第一动作区域高的动作区域，为 了以在基于所述即将输出的交流电力的相位的时刻进行所述开关元件的开关动作的方式 进行控制，产生信号并将其供给到所述驱动电路，所述驱动电路基于来自所述控制电路的信号，控制所述开关元件的开关动作。
2.如权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于在基于所述即将输出的交流电力的相位的时刻控制所述开关元件的开关动作的状态下，所述电源开关电路产生具有U相、V相和W相的三相交流电力， 为了产生所述相间的交流电压，从所述驱动电路对所述电源开关电路，供给表示基于 所述交流电压的相位角0 π的开关时刻的信号，并且将表示与基于所述相位角0 π 的开关时刻相同的开关时刻的信号，以相位角η 2 π的相位，供给到所述电源开关电路。
3.如权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于在基于所述即将输出的交流电力的相位的时刻控制所述开关元件的开关动作的状态下，所述控制电路，在要除去的谐波的种类存在多种的第一谐波除去控制中，产生对基于 应除去的所述谐波而定的交流波形的每半周期的开关动作进行控制的第一信号，并将其供 给到所述驱动电路，所述控制电路，在要除去的谐波的种类比第一谐波除去控制多的第二谐波除去控制 中，产生对基于应除去的所述谐波而定的交流波形的每半周期的开关动作进行控制的第二 信号，并将其供给到所述驱动电路，通过所述驱动电路的控制，所述电源开关电路进行所述第二谐波除去控制的每半周期 的开关次数比所述第一谐波除去控制的每半周期的开关次数多的开关动作。
4.一种电力变换装置，其特征在于，具备三相全桥式电力变换单元，具备上臂用及下臂用的开关元件；和 控制器，对各相的所述开关元件输出驱动信号， 所述电力变换装置，通过与所述驱动信号相应的所述开关元件的开关动作，将从直流电源供给的电压变换为以电角度计按每2 π /3rad错开的输出电压，并将其供给到三相交流电动机， 基于规定的条件切换HM控制模式和正弦波PWM控制模式所述HM控制模式为，根据电角度交替地形成在不同的相上使所述上臂用的开关元件 和所述下臂用的开关元件分别导通而从所述直流电源向所述电动机供给电流的第一期间， 和在全相上使所述上臂用的开关元件与所述下臂用的开关元件中的任一者导通而用蓄积 于所述电动机的能量维持转矩的第二期间；所述正弦波PWM控制模式为，根据基于正弦波指令信号和载波的比较结果而确定的脉 冲宽度，使所述开关元件导通，由此从所述直流电源向所述电动机供给电流。
5.如权利要求4所述的电力变换装置，其特征在于基于所述电动机的转速，切换所述HM控制模式和所述正弦波PWM控制模式。
6.如权利要求4或5所述的电力变换装置，其特征在于所述HM控制模式还包含按所述电动机的每一转使各相的所述开关元件分别导通及切 断一次的矩形波控制模式。
7.如权利要求6所述的电力变换装置，其特征在于在所述HM控制模式中，使形成所述第一期间的电角度位置和所述第一期间的长度的 至少一者变化，从而使在所述电动机流动的交流电流的谐波成分变化为期望值， 通过所述谐波成分的变化，转移至所述矩形波控制模式。
8.如权利要求4、5或7所述的电力变换装置，其特征在于还具备过渡电流补偿单元，所述过渡电流补偿单元输出用于补偿由在所述电动机流动 的交流电流产生的过渡电流的补偿脉冲，所述过渡电流补偿单元，在切换所述HM控制模式和所述正弦波PWM控制模式时，输出 所述补偿脉冲。
9.如权利要求8所述的电力变换装置，其特征在于所述过渡电流补偿单元，代替在切换所述HM控制模式和所述正弦波PWM控制模式时， 在满足规定的条件时，输出所述补偿脉冲，或者，除了在切换所述HM控制模式和所述正弦 波PWM控制模式时以外，在满足规定的条件时，输出所述补偿脉冲。
10.如权利要求4、5、7或9所述的电力变换装置，其特征在于，还具备 判定单元，判定是否能够检测所述电动机的旋转状态；和斩波控制单元，基于所述判定单元的判定结果，输出用于在各相上与电角度无关地交 替地形成所述第一期间和所述第二期间的规定的单相斩波控制用信号。
11.如权利要求10所述的电力变换装置，其特征在于所述单相斩波控制用信号的周期根据所述电动机的电感来确定。
12.一种电力变换装置，其特征在于，具备三相全桥式电力变换单元，具备上臂用及下臂用的开关元件；和 控制器，对各相的所述开关元件输出驱动信号， 所述电力变换装置，通过与所述驱动信号相应的所述开关元件的开关动作，将从直流电源供给的电压变换 为以电角度计按每2 π /3rad错开的输出电压，并将其供给到三相交流电动机，根据电角度交替地形成在不同的相上使所述上臂用的开关元件和所述下臂用的开关元件分别导通而从所述直流电源向所述电动机供给电流的第一期间，和在全相上使所述上 臂用的开关元件与所述下臂用的开关元件中的任一者导通而用蓄积于所述电动机的能量 维持转矩的第二期间，通过根据调制度使所述第一期间的长度变化，使在所述电动机流动的交流电流的谐波 成分变化为期望值，在所述调制度为最大时，进行按所述电动机的每一转使各相的所述开关元件分别导通 及切断一次的矩形波控制。
13.一种电力变换装置，其特征在于，具备逆变电路，具备用于将直流电力变换为用于向三相交流电动机供给的三相交流电力的 多个开关元件；和控制电路，接收用于控制所述三相交流电动机的控制指令，产生控制所述逆变电路的 所述多个开关元件的开关动作的控制信号，所述控制电路具有第一控制模式和第二控制模式所述第一控制模式为，产生载波，基于所述载波和即将输出的交流信号，控制所述逆变 电路的多个开关元件的导通动作；所述第二控制模式为，为了抑制所述三相交流电力的谐波，输出表示所述逆变电路导 通的相位位置的相位位置信号，基于所述相位位置信号，控制所述逆变电路的多个开关元 件的导通动作，当所述三相交流电动机为第一转速区域时，以所述第一控制模式控制逆变电路，当所 述三相交流电动机为转速比所述第一转速区域高的第二运转区域时，以所述第二控制模式 控制逆变电路。
14.如权利要求13所述的电力变换装置，其特征在于所述控制电路具备载波产生部，接收用于控制所述三相交流电动机的指令值和所述三相交流电动机的转 速信号，产生载波；第一脉冲生成部，根据基于所述指令值和转速信号生成的即将输出的交流信号和所述 载波，输出控制所述逆变电路的多个开关元件的导通动作的信号；相位位置信号输出部，输出所述相位位置信号；和第二脉冲生成部，基于所述相位位置信号，输出控制所述逆变电路的多个开关元件的 导通动作的信号，在所述三相交流电动机的转速比所述第一转速区域高的第二运转区域，所述控制电 路，通过所述第二脉冲生成部的输出，控制所述逆变电路的多个开关元件的导通动作。
15.如权利要求13所述的电力变换装置，其特征在于所述逆变电路包括分别具备多个开关元件的串联电路的U相电路、V相电路和W相电路，在作为所述U相电路、V相电路和W相电路的各自的所述串联电路的所述多个开关元 件的节点的U相节点、V相节点和W相节点的各节点之间，通过控制所述多个开关元件的导 通动作，产生向所述三相交流电动机供给的交流的相间电压，在所述第二控制模式，所述控制电路，在向所述三相交流电动机供给的各相间的交流电力的半周期中，以使经由所述逆变电路供给所述直流电力的所述逆变电路的导通次数成 为多次的方式，控制所述开关元件的导通动作。
16.如权利要求15所述的电力变换装置，其特征在于所述控制电路还具有矩形波控制模式，所述矩形波控制模式为，在向所述三相交流电 动机供给的交流电力的半周期中，使所述逆变电路导通一次，将所述直流电力供给到所述 三相交流电动机，所述控制电路，在所述三相交流电动机的转速比所述第二运转区域更高的区域，选择 所述矩形波控制模式，控制所述多个开关元件。
17.如权利要求15所述的电力变换装置，其特征在于所述控制电路接收转矩指令值作为所述控制指令，在所述三相交流电动机的转速为所述第二运转区域，以第二控制模式控制所述逆变电 路的多个开关元件的导通动作的状态下，基于所述转矩指令值的增大，所述逆变电路导通 而向所述三相交流电动机供给直流电力的逆变电路的导通宽度增大，该逆变电路的断路期 间减小，进而，所述逆变电路的断路宽度基于所述转矩指令值的增大而减小，从而所述逆变 电路的导通宽度与下一导通宽度相连，所述控制电路以使所述U相节点、V相节点和W相节 点的各节点间产生的相间电压的半周期中的所述逆变电路的导通次数减少的方式，控制所 述逆变电路的所述多个开关元件的导通动作。
18.如权利要求17所述的电力变换装置，其特征在于所述控制电路，基于所述转矩指令值的增大，以所述U相节点、V相节点和W相节点的 各节点间产生的相间电压的半周期中的所述逆变电路的导通次数减少的方式，控制所述逆 变电路的所述多个开关元件的导通动作，在所述转矩指令值最大时，所述控制电路，以在所述相间电压的半周期中所述逆变电 路导通一次而从所述节点间供给一次所述直流电力的矩形波控制模式，控制所述逆变电路 的各开关元件。
19.如权利要求15所述的电力变换装置，其特征在于在所述三相交流电动机的转速处于比所述第一转速区域小的转速区域的情况下，所述控制电路进行斩波控制，该斩波控制为，将构成所述U相电路、所述V相电路和所 述W相电路中的一个电路所具有的串联电路的多个开关元件的一者，和构成所述U相电路、 所述V相电路和所述W相电路中的另一电路所具有的串联电路的多个开关元件的另一者交 替地反复导通。
全文摘要
本发明提供一种电力变换装置，该电力变换装置基于规定的条件切换HM控制模式和正弦波PWM控制模式，所述HM控制模式为，根据电角度交替地形成在不同的相上使上臂用的开关元件和下臂用的开关元件分别导通而从直流电源向电动机供给电流的第一期间、和在全相上使上臂用的开关元件或下臂用的开关元件中的任一者导通，并用蓄积于电动机的能量维持转矩的第二期间；所述正弦波PWM控制模式为，根据基于正弦波指令信号和载波的比较结果而确定的脉冲宽度，使开关元件导通，从直流电源向电动机供给电流。
文档编号H02P27/06GK102148582SQ20111003641
公开日2011年8月10日 申请日期2011年2月10日 优先权日2010年2月10日
发明者三井利贞, 古川公久, 大山和人, 西口慎吾 申请人:株式会社日立制作所