一种全桥dc-dc变换器的制造方法
【专利摘要】本实用新型公开了一种全桥DC-DC变换器，包括两个相互串联的原边模块以及两个相互并联的副边模块；原边模块用于将经分压后的直流电转化成交流电，并通过耦合的方式将交流电传输至对应的副边模块，副边模块用于将接收到的交流电转化成直流电；两个副边模块将各自转换得到的直流电共同施加于负载上。本实用新型可以选用低压、高性能的开关器件，减小了损耗，有利于提升变换器的效率、减小变换器的体积；可实现直流侧母线电容的自动均压，降低了控制环的复杂度；能够在高输入电压场合下实现高效高性能的DC-DC变换。
【专利说明】
【技术领域】
[0001] 本实用新型属于电力电子【技术领域】，具体涉及一种全桥DC-DC (直流-直流）变换 器。 -种全桥DC-DC变换器
【背景技术】
[0002] 随着化石能源的消耗与枯竭，可再生能源的发开与利用受到了社会各界的广泛关 注。为解决光伏、风能、燃料电池等新能源的利用问题，直流分布式电源与直流微网等概念 被提出，使得新能源的利用不再受电网频率、相位等因素的制约。直流分布式电源系统或直 流微网系统中涉及1?压直流母线，为提1?电能转换能力并减小转换损耗，1?效的耐1?压的 DC-DC变换器必不可少。
[0003] 现有的高压DC-DC变换器一般采用由高压器件组成的传统桥式结构或由低压器 件组成的三电平结构。传统桥式电路采用的高压器件包括IGBT或高压M0SFET等。IGBT 由于有较大的拖尾电流，限制了开关频率的提高，减小了功率密度；而高压M0SFET有较高 的导通电阻，通态损耗大，降低了电路整体效率。三电平电路可将功率器件所承受的电压降 低为母线电压的二分之一，因此可以利用低压器件，提高开关频率，从而提高功率密度和效 率。
[0004] 输入串联输出并联型变换器也是一种非常适合高压场合应用的变换器，且其应用 将推动模块化变换器的发展，使得未来低功率、低电压、标准化的电路模块能够以不同的连 接方式产生各种不同功率等级的变换器，极大地提高了灵活性，简化了设计流程。然而，输 入电压的均衡对于输入串联输出并联型变换器至关重要，输入电压的不均衡可能导致电路 的崩溃。各种优化控制的方法被提出用于解决输入电压不均衡的问题，但增加了变换器系 统的复杂性与成本。
【发明内容】
[0005] 针对现有技术的缺陷，本实用新型提供一种输入串联输出并联型全桥DC-DC变换 器，能够自动实现直流母线电容的电压均衡，且开关器件应力低，控制简单。
[0006] -种全桥DC-DC变换器，包括两个相互串联的原边模块以及两个相互并联的副边 模块；
[0007] 所述的原边模块用于将经分压后的直流电转化成交流电，并通过耦合的方式将所 述的交流电传输至对应的副边模块，所述的副边模块用于将接收到的交流电转化成直流 电；
[0008] 两个副边模块将各自转换得到的直流电共同施加于负载上。
[0009] 所述的原边模块包括一单相全桥逆变电路、一母线电容、一原边电感和一原边绕 组；单相全桥逆变电路直流侧两端与母线电容并联；单相全桥逆变电路交流侧的正极端与 原边电感的一端相连，负极端与原边绕组的异名端相连；原边电感的另一端与原边绕组的 同名端相连；所述的原边绕组与对应副边模块耦合。
[0010] 所述的单相全桥逆变电路每个桥臂由若干功率开关管串联构建。
[0011] 所述的功率开关管采用带有反并二极管的M0SFET。
[0012] 所述的副边模块包括一副边绕组、一整流电路和一滤波电路；所述的副边绕组中 心抽头且与对应原边模块耦合，整流电路交流侧两端分别与副边绕组的两端相连，整流电 路的直流输出端与滤波电路的输入端相连，滤波电路输出侧两端与负载并联，副边绕组的 抽头端与滤波电路输出侧的低压端相连。
[0013] 所述的滤波电路由一滤波电感和一滤波电容组成；滤波电感的一端与整流电路的 直流输出端相连，另一端与滤波电容的一端和负载的一端相连；滤波电容的另一端与副边 绕组的抽头端和负载的另一端相连。
[0014] 所述的整流电路采用全波整流电路、全桥整流电路或倍流整流电路。
[0015] 优选的，两个原边模块中单相全桥逆变电路交流侧的正极端通过飞跨电容连接， 通过单相全桥逆变电路中功率开关管配合恰当的开关信号，可以实现直流侧母线电容的自 动均压。
[0016] 优选的，所述的功率开关管的源漏两极并联有电容，能够限制功率开关管关断期 间的电压上升率，减小了功率开关管的关断损耗；同时利用漏感在功率开关管开通期间抽 取并联电容上的能量，可实现所有功率开关管的零电压开通，有效的降低了开关管的开通 损耗。
[0017] 本实用新型的全桥DC-DC变换器中，两个原边模块中的两个母线电容串联后并联 于直流电源两端。在理想情况下，每个母线电容的电压为直流电源电压的二分之一。单相 全桥逆变电路中的功率开关管的关断电压应力为单个母线电容电压，即为直流电源电压的 二分之一。因此本实用新型变换器可以选用低压、高性能的开关器件，减小了损耗，有利于 提升变换器的效率、减小变换器的体积。与传统输入串联输出并联变换器相比，本实用新型 可实现直流侧母线电容的自动均压，降低了控制环的复杂度。故本实用新型能够在高输入 电压场合下实现高效高性能的DC-DC变换。
【专利附图】
【附图说明】
[0018] 图1为传统桥式DC-DC变换器的电路结构示意图。
[0019] 图2为本实用新型DC-DC变换器的电路结构示意图。
[0020] 图3为本实用新型DC-DC变换器的工作波形图。
【具体实施方式】
[0021] 为了更为具体地描述本实用新型，下面结合附图及【具体实施方式】对本实用新型的 技术方案及其相关原理进行详细说明。
[0022] 如图1所示为传统桥式DC-DC变换器的电路结构示意图，图2为本实用新型DC-DC 变换器的电路结构示意图。
[0023] 如图2所示，一种全桥DC-DC变换器，包括两个相互串联的原边模块以及两个相互 并联的副边模块。
[0024] 两个互相串联的原边模块包括一个直流电源Vin、两个母线电容Q?C2、一个飞跨 电容C f、四个组成第一单相全桥逆变电路的功率开关管Sn、S12、S13和S 14、四个组成第二单相 全桥逆变电路的功率开关管S21、S22、S23和S24、两个原边电感L lkl?Llk2，两组原边绕组?\? Τ2 ;其中：
[0025] 直流电源Vin正极与母线电容Q的一端和两个功率开关管Sn?S 12的漏极相连， Vin负极与母线电容C2的第一端和两个功率开关S23?S24的源极相连；
[0026] 功率开关管Sn的源极与飞跨电容Cf的一端、功率开关管S 13的漏极及原边电感Llkl 的一端相连；
[0027] 功率开关管S12的源极与功率开关管S14的漏极和原边绕组?\的异名端相连；
[0028] 母线电容的Q的另一端与母线电容C2的一端、两个功率开关管S13?S 14的源极以 及两个功率开关管S21?S22的漏极相连；
[0029] 功率开关管S23的漏极与飞跨电容的Cf的另一端、功率开关管S 21的源极及原边电 感Llk2的一端相连；
[0030] 功率开关管s24的漏极与功率开关管s22的源极和原边绕组τ 2的一端相连；
[0031] 原边电感Llkl的另一端与原边绕组?\的同名端相连；原边电感Llk2的另一端与原 边绕组1~ 2的同名端相连；
[0032] 八个功率开关管Sn?S14、S21?S 24的栅极接收外部设备提供的开关信号；其中：
[0033] 功率开关管Sn与功率开关管S21接收相同的开关信号；
[0034] 功率开关管Sn与功率开关管S13接收的开关信号互补；
[0035] 功率开关管S21与功率开关管S23接收的开关信号互补；
[0036] 功率开关管S12与功率开关管S14接收的开关信号互补；
[0037] 功率开关管S22与功率开关管S24接收的开关信号互补。
[0038] 第一单相全桥逆变电路中的两个功率开关管Sn、S13与两个功率开关管S 12、S14采 用移相控制方式，第二单相全桥逆变电路中的两个功率开关管S21、S 23与两个功率开关管 S22、S24采用移相控制方式，第一、第二单相全桥逆变电路移相角相互独立。
[0039] 本实施方式中，功率开关管采用带有反并二极管的M0SFET，且四个MOSFET ? S14的漏源两极上分别并联有四个电容Csll?Csl4 ;四个MOSFET S21?S24的漏源两极上分别 并联有四个电容Cs21 ?Cs24。
[0040] 原边模块将经分压后的直流电转化成交流电，并通过耦合的方式将交流电传输至 对应的副边模块。
[0041] 本实施例中，整流电路采用全波整流电路。其中：两个相互并联的副边模块包括两 组副边绕组?\?T 2、组成第一全波整流电路的两个二极管Dm和队12、组成第二全波整流电 路的两个二极管〇。 21和0。22、组成第一滤波电路的电感Lfl、电容Q以及组成第二滤波电路 的滤波电感L f2和滤波电容(；2 ;其中，
[0042] 二极管Dm的阳极与副边绕组?\的一端相连，阴极与二极管0。12的阴极和滤波电 感L fl的一端相连；
[0043] 二极管队12的阳极与副边绕组?\的另一端相连；
[0044] 二极管0。21的阳极与副边绕组Τ2的一端相连，阴极与二极管0。 22的阴极和滤波电 感Lf2的一端相连；
[0045] 二极管0。22的阳极与副边绕组T2的另一端相连；
[0046] 滤波电感Lfl的另一端与电容滤波Q的一端、滤波电感Lf2的另一端、滤波电容Q 的一端相连；
[0047] 滤波电容Q的另一端与副边绕组?\的中间抽头端、滤波电容(；2的另一端、副边 绕组Τ2的中间抽头端相连。
[0048]副边模块将接收到的交流电通过全波整流电路转化成脉动的直流电，该脉动的直 流电通过滤波电路滤波后，输出至负载。
[0049] 其中，副边模块中的整流电路还可以采用全桥整流电路或倍流整流电路。
[0050] 本实施方式的DC-DC变换器的功率为2kW，直流电源Vin两端的输入电压为600V， 负载R。两端的输出电压为48V。
[0051] 图3为本实施方式的DC-DC变换器的驱动波形与工作波形。其中波形Vgsll?V gs24 分别是功率开关管sn?Sm的开关信号。vgsll与vgs21相同；v gsll与vgsl3互补；vgs21与vgs23 互补；vgsl2与vgsl4互补；vgs22与vgs24互补。各个互补驱动信号之间存在一段共同为低电平 的死区时间。信号1 11^313与&12、114为移相控制，存在移相角91(?1^ 6&1^16(?1);信 号Vgs21、v gs23与Vgs22、Vgs24为移相控制，存在移相角q>2(phase angle φ2);两移相角相互独 立。波形Valbl、Va2b2分别为第一单相全桥逆变电路和第二单相全桥逆变电路的变压器原边 输入电压；波形i pl、ip2分别为第一单相全桥逆变电路和第二单相全桥逆变电路的变压器原 边输入电流。I pml、Ipm2分别为第一单相全桥逆变电路和第二单相全桥逆变电路的变压器原 边输入电流峰值。
[0052] 如图2和图3所示，本实施方式的DC-DC变换器的具体工作过程如下：
[0053] -个开关周期内，共有15个工作阶段，由于对称性，仅对前8个工作阶段进行详细 介绍。其中：工作阶段1为功率开关管S n、S14和S21、S24导通时的稳定状态；工作阶段2、3 为功率开关管S n和S21关断时的换流过程；工作阶段4?6为功率开关管S14关断时的换 流过程；工作阶段5?7为功率开关管S 24关断时的换流过程，工作阶段8二极管Dm和0。21 关断，结束变压器副边短路状态，S12、S13和S22、S23开始稳定导通。
[0054] 工作阶段1 (〖(|?〇:功率开关管511、514和521、5 24处于稳定导通状态，能量从原 边传向副边，二极管和二极管0。21导通，二极管队12和二极管0。 22关断，飞跨电容Cf与 母线电容Q并联，使得飞跨电容Cf与母线电容Q上的电压相等。原边电流i pl、ip2线性上 升。
[0055] 工作阶段2 (&?t2):功率开关管Sn、S21开始关断，由于原边电感L lkl、Llk2的存 在，ipl、ip2保持基本恒定，并联电容C sll、Cs21线性充电，并联电容Csl3、Cs23线性放电，开关管 Sn和S21可实现零电压关断。
[0056] 工作阶段3 (t2?t3):并联电容Csl3、Cs23放电完全，电压降为零，功率开关管S 13和 S23的体二极管导通，为S13和S23创造零电压开通条件。飞跨电容C f与母线电容C2并联，使 得Cf与(：2上的电压相等。
[0057] 工作阶段4 (t3?t4):功率开关管S14开始关断，并联电容Csl4充电，C sl2放电，使 得二极管〇。12导通，副边电流同时流过Dm和0。12。
[0058] 工作阶段5 (t4?t5):功率开关管S24开始关断，并联电容Cs24充电，C s22放电，与 工作阶段4相似，二极管0。22导通，副边电流同时流过0。21和0。 22。
[0059] 工作阶段6 (t5?t6) :Csl2放电至电压为零，S12的体二极管导通，S12可以实现零 电压开通，二分之一的电源电压施加于原边电感L lkl上，且与其本身电压方向相反，使得原 边电流ipl线性下降。
[0060] 工作阶段7 (t6?t7) :ipl正向下降至零并反向上升，流过功率开关管S12和S13， Cs22放电至电压为零，S22体二极管导通，S22可以实现零电压开通，原边电流i p2线性下降。
[0061] 工作阶段8 (t7?t8):ip2正向下降至零并反向上升，流过功率开关管S 22和S23，流 过副边二极管的电流下降为零，关断。t8时刻流过副边二极管0。 21电流下降为零， Dq21关断。此后进入S12、S13和S22、S 23稳定导通阶段。
[0062] 在工作阶段h?t8中，第一单相全桥逆变电路的交流侧电压valbl及第二单相全桥 逆变电路的交流侧电压v a2b2的变换如图3所示。
[0063] 本实施方式的DC-DC变换器可以实现直流侧母线电容电压自动均衡，可提高系统 应用于高电压DC-DC场合时的可靠性。其电压自动均衡能力的具体实现方式如下：
[0064] 当Sn和S21导通时，飞跨电容Cf与母线电容并联；当S 13和S23导通时，飞跨电 容Cf与母线电容c2并联。在该并联过程中，飞跨电容对高电压的母线电容放电，对低电压 的母线电容充电，最终可使两个母线电容的电压达到均衡。
【权利要求】
1. 一种全桥DC-DC变换器，其特征在于：包括两个相互串联的原边模块以及两个相互 并联的副边模块； 所述的原边模块用于将经分压后的直流电转化成交流电，并通过耦合的方式将所述的 交流电传输至对应的副边模块，所述的副边模块用于将接收到的交流电转化成直流电； 两个副边模块将各自转换得到的直流电共同施加于负载上。
2. 根据权利要求1所述的全桥DC-DC变换器，其特征在于：所述的原边模块包括一单 相全桥逆变电路、一母线电容、一原边电感和一原边绕组；单相全桥逆变电路直流侧两端与 母线电容并联；单相全桥逆变电路交流侧的正极端与原边电感的一端相连，负极端与原边 绕组的异名端相连；原边电感的另一端与原边绕组的同名端相连；所述的原边绕组与对应 副边模块耦合。
3. 根据权利要求2所述的全桥DC-DC变换器，其特征在于：两个原边模块中单相全桥 逆变电路交流侧的正极端通过飞跨电容连接。
4. 根据权利要求2所述的全桥DC-DC变换器，其特征在于：所述的单相全桥逆变电路 每个桥臂由若干功率开关管串联构建。
5. 根据权利要求4所述的全桥DC-DC变换器，其特征在于：所述的功率开关管采用带 有反并二极管的MOSFET。
6. 根据权利要求4或5所述的全桥DC-DC变换器，其特征在于：所述的功率开关管的 源漏两极并联有电容。
7. 根据权利要求1所述的全桥DC-DC变换器，其特征在于：所述的副边模块包括一副 边绕组、一整流电路和一滤波电路；所述的副边绕组中心抽头且与对应原边模块耦合，整流 电路交流侧两端分别与副边绕组的两端相连，整流电路的直流输出端与滤波电路的输入端 相连，滤波电路输出侧两端与负载并联，副边绕组的抽头端与滤波电路输出侧的低压端相 连。
8. 根据权利要求7所述的全桥DC-DC变换器，其特征在于：所述的滤波电路由一滤波 电感和一滤波电容组成；滤波电感的一端与整流电路的直流输出端相连，另一端与滤波电 容的一端和负载的一端相连；滤波电容的另一端与副边绕组的抽头端和负载的另一端相 连。
9. 根据权利要求7所述的全桥DC-DC变换器，其特征在于：所述的整流电路采用全波 整流电路、全桥整流电路或倍流整流电路。
【文档编号】H02M3/335GK203883678SQ201420126785
【公开日】2014年10月15日 申请日期:2014年3月20日 优先权日:2014年3月20日
【发明者】李武华, 蒋群, 梅烨, 何湘宁 申请人:浙江大学