应用于无线充电接收芯片的电荷泵电路的制作方法

本发明涉及电子
技术领域：
，尤其涉及无线充电，具体是指一种应用于无线充电接收芯片的电荷泵电路。
背景技术：
：无线充接收芯片是一款适用于便携式应用无线电源传输的电路系统，其不但提供AC/DC电源转换，同时还集成符合WPCV1.1.2通信协议标准所需的数字控制功能。与发送控制器相结合，可为无线充电实现完整的电磁感应式电源传输系统。它的根本原理是：利用电磁感应原理进行充电的设备，类似于变压器。在发送和接收端各有一个线圈，发送端线圈连接有线电源产生电磁信号，接收端线圈感应发送端的电磁信号从而产生电流给设备充电。功能结构框图如图1所示。其中，与Boost相关模块主要包括SyncRectifier、RectPower和DigitalPower模块：接收线圈感应发送端电磁信号产生的感应电流经AC端送入同步整流器产生RECT电压，RECT电压送入RECTPower产生多路内部5V电源，其中一路送入DigitalPower产生2.5V内部数字电源，一路送入Boost产生芯片内部所需多个高压。升压电路Boost其中一个升压泵线路结构如图2所示。如图2所示，芯片Boost升压模块主要是依靠10MHz脉冲信号经过RS触发器后作用于自举电容mimcap_2p0和crtmom进行升压，使得基础电压5V经过1-4级升压后获得高电平，并最终受齐纳二极管箝位输出理想电平11.2V，仿真曲线如图3所示。其中，设置RECT＝5V。无线充接收芯片是基于TSMC025BCD工艺，其中mimcap_2p0和crtmom电容耐压分别是6V和40V，那么在电荷泵升压电路中，由于自举电容耐压问题，部分电容就需要采用crtmom的结构来避免因耐压可能导致的电容击穿问题，如图4所示，crtmom电容极板间压差超过10V，超出mimcap_2p0最大耐压。但是，在相同电容值的前提下，采用crtmom电容所需面积比mimcap_2p0增大不少，如图5所示。电容对比数据说明如表1所示。表1电容参数对比从上表1可以看出，在现有电荷泵升压电路中，由于需要兼顾自举升压电容的耐压特性，将使得电路版图面积增大，成本提高。那么，在保证电荷泵输出电压性能的前提下，兼顾电容耐压与版图面积，就显得尤为重要。技术实现要素：本发明的目的是克服了上述现有技术的缺点，提供了一种在保证电荷泵输出电压性能的前提下、降低电容耐压与版图面积的应用于无线充电接收芯片的电荷泵电路。为了实现上述目的，本发明的应用于无线充电接收芯片的电荷泵电路具有如下构成：该应用于无线充电接收芯片的电荷泵电路，其主要特点是，所述的电路包括：开关信号产生模块，用以根据芯片内部电源产生dickson电荷泵模块的开关信号；dickson电荷泵模块，用以将输入的基准电压升压；电压箝位模块，用以箝位升压后的基准电压，所述的电压箝位模块包括箝位齐纳管，所述的箝位齐纳管为基于TSMC025BICMOS工艺的反偏箝位电压为5.5V的五端箝位齐纳管；输出模块，用以输出所述的电压箝位模块所输出的电压。进一步地，所述的电压箝位模块包括第一齐纳管和第二齐纳管，所述的第一齐纳管的正向输出端接同步整流器产生的RECT电压，所述的第一齐纳管的正向输入端与所述的第二齐纳管的正向输入端相连接，所述的第二齐纳管的正向输出端与所述的输出模块和所述的dickson电荷泵模块相连接。更进一步地，所述的dickson电荷泵模块与所述的电压箝位模块之间还包括第一MOS管以及第一电容，所述的第一MOS管的源极、所述的第一MOS管的栅极、所述的第一MOS管的NBL端、所述的dickson电荷泵模块的输出端相连接，所述的第一MOS管的漏极、所述的第一电容的第一端以及所述的第二齐纳管的正向输出端相连接，所述的第一电容的第二端接地。再进一步地，所述的开关信号产生模块包括电压跟随器、第二MOS管以及开关信号产生单元；所述的电压跟随器的输入端与所述的芯片内部电源相连接，所述的电压跟随器的输出端与第二MOS管的源极相连接，所述的第二MOS管的漏极、所述的第二MOS管的栅极以及所述的开关信号产生单元的电源端相连接。再进一步地，所述的dickson电荷泵模块包括第三NMOS管、第四NMOS管、第五NMOS管、第六NMOS管、第二电容、第三电容、第四电容以及第五电容，所述的第三NMOS管的源极接输入的基准电压，所述的第三NMOS管的栅极、所述的第三NMOS管的漏极、所述的第四NMOS管的源极以及所述的第二电容的第一端相连接；所述的第四NMOS管的栅极、所述的第四NMOS管的漏极、所述的第五NMOS管的源极以及所述的第三电容的第一端相连接；所述的第五NMOS管的栅极、所述的第五NMOS管的漏极、所述的第六NMOS管的源极以及所述的第四电容的第一端相连接；所述的第六NMOS管的栅极、所述的第六NMOS管的漏极、所述的第五电容的第一端以及所述的第一MOS管的源极相连接；所述的第二电容的第二端以及所述的第四电容的第二端与所述的开关信号产生单元的第一输出端相连接，所述的第三电容的第二端以及所述的第五电容的第二端与所述的开关信号产生单元的第二输出端相连接。采用了该发明中的应用于无线充电接收芯片的电荷泵电路，采用dickson结构电荷泵代替现有升压泵线路，基准电压利用芯片内部电源，版图变动小，且每级升压自举电容极板间压差可控，基于工艺要求，可以兼顾耐压与版图面积，同时对输出箝位齐纳管在工艺上进行了选择优化，平衡了dickson结构输出能力较弱与齐纳管反向箝位耐压易漏电特性之间的矛盾，使得线路在保证性能的前提下，缩小版图面积，降低成本。附图说明图1为现有技术中的无线充接收芯片的功能结构框图。图2为现有技术中的升压泵线路结构图。图3为现有技术中的电荷泵升压仿真曲线的曲线图。图4为现有技术中的crtmom极板电压瞬态仿真图。图5为现有技术中的相同电容值下mimcap_2p0和crtmom面积对比图。图6为本发明中的五级dickson电荷泵的结构示意图。图7为本发明中的开关信号产生模块的结构示意图。图8为本发明中的应用于无线充电接收芯片的电荷泵电路的结构示意图。图9为本发明中的一正接一反接的两个反偏箝位电压为6.2V的四端箝位齐纳管的I-V曲线图。图10为本发明中的两正接一反接的三个反偏箝位电压为5.5V的五端箝位齐纳管的I-V曲线图。图11为本发明中的反偏箝位电压为6.2V的四端箝位齐纳管的剖面图。图12为本发明中的反偏箝位电压为5.5V的五端箝位齐纳管的剖面图。图13为本发明中的dickson结构的电荷泵输出仿真曲线。图14为本发明中的电荷泵两种结构版图面积第一对比图。图15为本发明中的电荷泵两种结构版图面积第二对比图。具体实施方式为了能够更清楚地描述本发明的技术内容，下面结合具体实施例来进行进一步的描述。基于TSMC025BCD工艺，本发明通过将无线充接收芯片内部电荷泵电路设计成dickson结构，使得每级升压自举电容极板间压差可控，电容选择兼顾耐压与面积，脉冲电压基于内部现有电压及线路结构进行优化，在保证电荷泵性能不变的前提下，减小了电荷泵版图面积，降低了成本。本发明中的应用于无线充电接收芯片的电荷泵电路包括：开关信号产生模块，用以根据芯片内部电源产生dickson电荷泵模块的开关信号；dickson电荷泵模块，用以将输入的基准电压升压；电压箝位模块，用以箝位升压后的基准电压，所述的电压箝位模块包括箝位齐纳管，所述的箝位齐纳管为基于TSMC025BICMOS工艺的反偏箝位电压为5.5V的五端箝位齐纳管；输出模块，用以输出所述的电压箝位模块所输出的电压。在一种优选的实施方式中，所述的电压箝位模块包括第一齐纳管和第二齐纳管，所述的第一齐纳管的正向输出端接同步整流器产生RECT电压，所述的第一齐纳管的正向输入端与所述的第二齐纳管的正向输入端相连接，所述的第二齐纳管的正向输出端与所述的输出模块和所述的dickson电荷泵模块相连接。在一种优选的实施方式中，所述的dickson电荷泵模块与所述的电压箝位模块之间还包括第一MOS管以及第一电容，所述的第一MOS管的源极、所述的第一MOS管的栅极、所述的第一MOS管的NBL端(MOS管隔离环在工艺层次中定义为N+buriedlayer，即为MOS管的NBL端)、所述的dickson电荷泵模块的输出端相连接，所述的第一MOS管的漏极、所述的第一电容的第一端以及所述的第二齐纳管的正向输出端相连接，所述的第一电容的第二端接地。由于半导体物理中空穴的迁移率是电子的1/2到1/4，那么PMOS管的电流驱动能力要弱于NMOS管，即在相同驱动能力下，PMOS管所需面积要大于NMOS管。那么我们考虑采用NMOS管做dickson电荷泵结构，如图6所示，其中输入信号A为升压基准电平，a1、a2为两相不交迭开关信号，相位差180度；在开关信号作用下，基准电平被逐级抬高，经过5级升压后从输出端Y端输出。具体信号描述过程如表2所示。表2dickson电荷泵信号说明信号电平低电平高电平信号描述AVref升压基准电平a10Vref开关信号a20Vref开关信号(与a1反向)b1Vref-VtVref-Vt+Vref第一级升压后电平b22Vref-2Vt2Vref-2Vt+Vref第二级升压后电平b33Vref-3Vt3Vref-3Vt+Vref第三级升压后电平b44Vref-4Vt4Vref-4Vt+Vref第四级升压后电平b55Vref-5Vt5Vref-5Vt+Vref第五级升压后电平…………从上表可以看出，升压电平每经过一级升压后，输出电平均增大Vref-Vt；那么对于最终输出值Y，可以通过三种方法进行调整：1、调整Vref值；2、调整MOS管阈值电压Vt；3、调整升压泵脉冲级数。其中，NMOS管阈值电压Vt公式为：式中由此可见Vt容易受到温度的影响，进而影响到dickson电荷泵输出电压。那么我们可以考虑使得a1、a2高电平为Vref+Vt，具体方法如图7所示。如图7所示，在芯片内部利用现有跟随器，仅增加NMOS管M6及恒流源，尽可能减少线路改动带来的版图面积增加，那么输入电平Vref经过跟随器及M6后，获得输出电平Vref+Vt作为a1、a2的开关电平，其中M6与电荷泵中M1～M5管子类型尺寸保持一致；这样在dickson电荷泵中即可消除NMOS管Vt的影响，如下表3所示。表3优化后的dickson电荷泵信号说明从上表可以看出，修正后的dickson电荷泵输出电压仅与输入基准电平和升压级数有关，第n级升压自举电容极板压差为nVref-Vt，可根据不同极板压差选择相应耐压能力的自举电容。根据TSMC025BICMOS工艺，mimcap_2p0耐压6V，crtmom耐压40V，那么以前述Boost模块升压电路为例，其受齐纳二极管箝位输出11.2V，升压结构若采用Dickson结构如图8所示。如图8所示，在一种优选的实施方式中，所述的开关信号产生模块包括电压跟随器、第二MOS管以及开关信号产生单元；所述的电压跟随器的输入端与所述的芯片内部电源相连接，所述的电压跟随器的输出端与第二MOS管的源极相连接，所述的第二MOS管的漏极、所述的第二MOS管的栅极以及所述的开关信号产生单元的电源端相连接。在一种优选的实施方式中，所述的dickson电荷泵模块包括第三NMOS管、第四NMOS管、第五NMOS管、第六NMOS管、第二电容、第三电容、第四电容以及第五电容，所述的第三NMOS管的源极接输入的基准电压，所述的第三NMOS管的栅极、所述的第三NMOS管的漏极、所述的第四NMOS管的源极以及所述的第二电容的第一端相连接；所述的第四NMOS管的栅极、所述的第四NMOS管的漏极、所述的第五NMOS管的源极以及所述的第三电容的第一端相连接；所述的第五NMOS管的栅极、所述的第五NMOS管的漏极、所述的第六NMOS管的源极以及所述的第四电容的第一端相连接；所述的第六NMOS管的栅极、所述的第六NMOS管的漏极、所述的第五电容的第一端以及所述的第一MOS管的源极相连接；所述的第二电容的第二端以及所述的第四电容的第二端与所述的开关信号产生单元的第一输出端相连接，所述的第三电容的第二端以及所述的第五电容的第二端与所述的开关信号产生单元的第二输出端相连接。输入端基准电平Vref＝2.5V，由内部数字电源digpower直接提供，开关电平a1、a2为Vref+Vt，升压级数为4级((n+1)×Vref>11.2V，nmin＝4)，线路结构简单明了，根据推算，第三和第四级升压自举电容极板压差为3Vref-Vt和4Vref-Vt，超过6V，需要采用crtmom电容。对于RECT端钳位齐纳管，TSMC025BICMOS工艺给出了zd_dio_4t(反偏箝位电压为6.2V的四端箝位齐纳管)和zd_dio_5d5_5t(反偏箝位电压为5.5V的五端箝位齐纳管)工艺两种结构，而齐纳管存在反向导通超过耐压易漏电的特性，如图9至图10所示。从图9可以看出，zd_dio_4t(反偏箝位电压为6.2V的四端箝位齐纳管)在反偏电压大于6V开始漏电1uA(6.7-0.7正偏)；从图10可以看出，zd_dio_5d5_5t(反偏箝位电压为5.5V的五端钳位齐纳管)在反偏电压大于约5.5V开始漏电1uA(6.7-0.7正偏×2)。由于dickson结构输出电压存在驱动能力较弱的情况，而齐纳管的箝位耐压漏电特性会削弱dickson结构输出驱动能力，那么选择合理的齐纳管工艺就显得尤为重要。从图11可以看出，zd_dio_4t(反偏箝位电压为6.2V的四端箝位齐纳管)的NBL电位如果低于P+，会形成PN结导通漏电，说明zd_dio_4t(反偏箝位电压为6.2V的四端钳位齐纳管)的NBL环电位对逻辑线路影响很大。而zd_dio_5d5_5t(反偏箝位电压为5.5V的五端箝位齐纳管)如图12所示，其PN结有效区在PSUB内，且与NBL之间多了HVPW隔离，可以避免NBL电位引起的可能漏电。因此，选用zd_dio_5d5_5t(反偏箝位电压为5.5V的五端钳位齐纳管)的齐纳管作为dickson结构输出钳位，该工艺在原有boost升压线路流片并验证有效。如图13所示，升压基准电平经过4级升压和低通滤波后，输出电压(4+1)×Vref＝12.5V，并受齐纳二极管箝位，输出目标电平11.2V，符合设计需要。原有升压泵版图与采用dickson结构升压泵版图对比如图13所示，图14和图15分别是驱动电流能力2uA和50uA的两种电荷泵改进线路面积对比图，具体面积对比数据如下表4所示。表4不同驱动能力下两种电荷泵面积对比从上表可以看出，在保证驱动电流能力的前提下，采用dickson结构电荷泵可以显著减小相关线路版图面积，降低成本，尤其是在需要较大驱动电流能力的线路运用中，版图面积缩小显得尤为明显。本发明采用NMOS管搭建的dickson结构电荷泵用于无线充接收芯片，其输入电平采用芯片内建数字电源电压，不额外增加基准模块；基于工艺要求，自举电容可以兼顾耐压与版图面积；改进的跟随器输出电平Vref+Vt作为不交迭时钟电平信号，可有效消除NMOS管受温度影响导致的Vt变化，稳定电荷泵输出；箝位齐纳管在工艺上进行了选择优化，平衡了dickson结构输出能力较弱与齐纳管反向箝位耐压易漏电特性之间的矛盾；以上的几点优化改进使得线路在保证性能的前提下，缩小了版图面积，降低了成本。升压泵电路有很多种，但都是基于自举电容升压的原理，其中本发明dickson结构电荷泵采用NMOS管，结构简单，每级自举电容极板间压差可控，可以兼顾工艺要求与版图面积。当然，Dickson结构电荷泵也可以采用PMOS管构建，但是相同面积尺寸下其电流驱动能力要弱于NMOS管，那么为了保证驱动电流能力，势必就需要增大MOS管面积，与本发明设计初衷相违背。另外，作为dickson结构输出箝位的齐纳管，不同工艺下其线路连接、版图布局也不一样，反向箝位耐压漏电特性也需重点关注。采用了该发明中的应用于无线充电接收芯片的电荷泵电路，采用dickson结构电荷泵代替现有升压泵线路，基准电压利用芯片内部电源，版图变动小，且每级升压自举电容极板间压差可控，基于工艺要求，可以兼顾耐压与版图面积，同时对输出箝位齐纳管在工艺上进行了选择优化，平衡了dickson结构输出能力较弱与齐纳管反向箝位耐压易漏电特性之间的矛盾，使得线路在保证性能的前提下，缩小版图面积，降低成本。在此说明书中，本发明已参照其特定的实施例作了描述。但是，很显然仍可以作出各种修改和变换而不背离本发明的精神和范围。因此，说明书和附图应被认为是说明性的而非限制性的。当前第1页1 2 3