直流电源装置和安装了该直流电源装置的空调机的制作方法

本发明涉及将交流电源的交流电压变换为直流电压而输出的直流电源装置和安装了该直流电源装置的空调机。

背景技术：

存在以下的被称为同步整流的方式，即关于交流电源在由4个二极管构成的桥接整流电路的连接电抗器的一侧取代二极管，或者并联地使用MOSFET(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)来进行预定的控制，提高整流电路的效率。

另外，存在与MOSFET并联连接的二极管是MOSFET的寄生二极管的方法(专利文献1)。

但是，专利文献1所公开的同步整流的整流电路将MOSFET与二极管并联连接，虽然能够提高电路效率，但由于并联地构成部件，因此存在电路部件数量增加而无法小型化的问题。

另外，在交流电源的半周期期间进行一次MOSFET的导通/关断动作的方式下进行控制，存在可升压的输出电压范围有限而无法实现得到直流输出电源的高输出电压的整流电路的问题。

另外，交流电源电流包含中的高次谐波电流成分也高，因此存在输入电源的功率因数低的问题。

另外，还公开了使用MOSFET的寄生二极管作为与MOSFET并联连接的二极管的方法，但一般寄生二极管的开关速度慢，因此存在以下的问题，即在进行使各个MOSFET导通/关断的开关动作时，产生MOSFET短路而流过直流输出电源的过电流。

因此存在以下的问题，即在交流电源的半周期的期间进行多次开关动作的情况或者在超过可听频率的例如15kHz以上重复进行开关动作的情况下，开关损失增大，整流电路的电路效率低下。

进而，在交流电源的半周期的期间进行多次的开关动作的情况下，在2 个MOSFET中的任意一个MOSFET中流过电流，与另外并联连接二极管的方式相比，存在MOSFET的发热量大的问题。

另外，没有考虑到当在寄生二极管中流过电流时施加栅极信号从而流过沟道电流时，作为二极管的功能消失这一点，相比于连接与MOSFET并联连接的二极管的情况，存在以下的问题，即逆向恢复时间增大从而将直流电源短路的短路电流增大，并且短路时间增大，有可能损坏元件。

专利文献1：日本专利第4984751号说明书

技术实现要素：

本发明是鉴于上述问题而提出的，其目的在于，提供一种电路效率高的直流电源装置，其抑制交流电源的高次谐波电流成分来改善功率因数，以较少的部件数量实现得到高的直流输出电源的直流电压的直流电源。另外，目的在于提供一种安装了上述直流电源装置的效率高的空调机。

为了解决上述问题来达成本发明的目的，如以下那样构成。

即，本发明的直流电源装置的特征在于，具备：桥接整流电路，其具备串联连接在直流输出电源的正极端子和负极端子之间的第一MOSFET、第二MOSFET以及串联连接在上述正极端子和负极端子之间的第一二极管、第二二极管；电抗器，其连接在交流电源的一端和上述第一MOSFET、第二MOSFET的串联连接点之间；平滑电容器，其连接在上述直流输出电源的正极端子和负极端子之间；控制电路，其在上述交流电源的半周期内，使上述第一MOSFET、第二MOSFET导通/关断，以便多次重复进行将流过上述电抗器的电流对上述第一MOSFET、第二MOSFET中的任意一方进行通电的动作，上述交流电源的另一端与上述第一二极管、第二二极管的串联连接点连接，各个上述第一MOSFET、第二MOSFET具有在半导体的漂移区域中交替地配置了p型半导体层和n型半导体层的超结构造，并且具有将栅极信号持续保持为关断信号时的逆向恢复时间比在施加电压从逆向电压切换为正向电压时将栅极信号从导通信号切换为关断信号时的逆向恢复时间短的特性。

另外，本发明的空调机的特征为具备上述直流电源装置。

另外，在用于实施发明的方式中说明其他的单元。

根据本发明，可提供一种电路效率高的直流电源装置，其抑制交流电源的高次谐波电流成分来改善功率因数，并以较少的部件数量实现用于得到高的直 流输出电源的直流电压的直流电源。另外，可提供一种安装了上述直流电源装置的效率高的空调机。

附图说明

图1是表示本发明的第一实施方式的直流电源装置的结构例子的图，(a)表示直流电源装置的结构、交流电源和负载之间的连接关系，(b)表示MOSFET和寄生二极管的关联。

图2是表示在图1中使用的MOSFET的截面的构造例子的图，(a)表示MOSFET的截面构造，(b)放大地表示MOSFET的源极和栅极附近的构造。

图3是表示本发明的第一实施方式的测定MOSFET的栅极电压施加时的逆向恢复时间的测定电路的图，(a)表示测定同时切换栅极信号时的逆向恢复时间的电路例子，(b)表示测定逆向恢复时间时的栅极信号1、2、逆向电流的波形。

图4是表示本发明的第一实施方式的测定MOSFET的栅极电压关断时的逆向恢复时间的测定电路的图，(a)表示测定Q1的栅极信号关断时的逆向恢复时间的电路，(b)表示测定逆向恢复时间时的栅极信号1、2、逆向电流的波形。

图5是表示图1所示的直流电源装置的电压、电流波形、控制信号的图。

图6是表示本发明的第一实施方式的每个动作模式的电流通电路径的图，(a)表示与电抗器连接一侧的交流电源的电压高的情况下的电流路径，(b)表示MOSFET都关断时的电流路径，(c)表示将MOSFET从导通置为关断时的电流路径，(d)表示在使Q1关断的状态下使Q2导通时的电流路径。

图7是表示本发明的第二实施方式的直流电源装置的结构例子的图，(a)表示直流电源装置的结构、交流电源和负载之间的连接关系，(b)表示MOSFET的控制信号和关联的各信号。

图8是表示本发明的第三实施方式的空调机的结构例子的图。

具体实施方式

以下，适当地参照附图说明用于实施本发明的方式(以下记载为“实施方式”)。

<第一实施方式>

参照附图说明本发明的第一实施方式的直流电源装置。

图1是表示本发明的第一实施方式的直流电源装置的结构例子的图，(a)表示直流电源装置的结构、交流电源和负载之间的连接关系，(b)表示MOSFET(Q1、Q2)和寄生二极管的关联。

<直流电源装置的结构和动作：之一>

在图1(a)中，直流电源装置100由n型的MOSFET(Q1：第一MOSFET)、n型的MOSFET(Q2：第二MOSFET)、二极管D1(第一二极管)、二极管D2(第二二极管)、电抗器12、平滑电容器13、交流电源电压检测电路11、直流输出电压检测电路15、电流检测电路14、控制电路16构成。

直流电源装置100的功能、动作的概要如下。

直流电源装置100通过由上述MOSFET(Q1、Q2)和二极管D1、D2构成的桥接整流电路将交流电压(电力)整流为直流电压(电力)，并通过平滑电容器13输出平滑、稳定的直流电压(电力)。

另外，根据电抗器12、交流电源电压检测电路11、直流输出电压检测电路15、电流检测电路14得到的电压、电流的信号，通过控制电路16对MOSFET(Q1、Q2)进行预定的控制，由此直流电源装置100进行升压动作，并且进行确保预定的功率因数的动作。

接着，详细说明直流电源装置100的各部的结构和动作。

将MOSFET(Q1)的源极和MOSFET(Q2)的漏极连接，MOSFET(Q1)的漏极与直流输出电源的正极端子Ep连接，MOSFET(Q2)的源极与直流输出电源的负极端子En连接。

二极管D1的阳极与二极管D2的阴极连接，二极管D1的阴极与正极端子Ep连接，二极管D2的阳极与负极端子En连接。

平滑电容器13的正极(或一端)与正极端子Ep连接，负极(或另一端)与负极端子En连接。

MOSFET(Q1)的漏极和MOSFET(Q2)的源极经由电抗器12与交流电源110的一端连接。

二极管D1的阳极和二极管D2的阴极与交流电源110的另一端连接。

如以上那样，由被进行预定控制的MOSFET(Q1、Q2)和二极管D1、D2构成桥接整流电路，因此通过上述桥接整流电路整流交流电源110的交流电压(电力)，将直流电压(电力)积蓄在平滑电容器13中。

另外，正极端子Ep和负极端子En成为直流电源装置100的直流输出电源的端子。

另外，平滑电容器13的两个端子、即正极端子Ep和负极端子En与负载120连接，向负载120供给直流电压(电力)。

<寄生二极管：之一>

此外，在MOSFET(Q1、Q2)中，如图1(b)所示，在MOSFET的构造上在源漏之间必然构成寄生二极管Dp。

通过在该寄生二极管Dp的pn结面上形成的耗尽层中积蓄的电荷，产生上述或后述的逆向恢复电流。

在图1(a)中，关于该寄生二极管Dp省略了记载。

另外，在后面叙述寄生二极管Dp的具体结构。

<直流电源装置的结构和动作：之二>

再次说明图1(a)。

控制电路16具备对来自交流电源电压检测电路11、直流输出电压检测电路15、电流检测电路14的输入信号进行运算处理，由此输出MOSFET(Q1、Q2)的驱动信号的功能，其中，交流电源电压检测电路11检测交流电源110的交流电压，直流输出电压检测电路15检测平滑电容器13的两端的直流输出电压、电流检测电路14检测对平滑电容器13进行充电的电流。

关于桥接整流电路(Q1、Q2、D1、D2)，在使MOSFET(Q1、Q2)都是关断状态时，在交流电源110的与电抗器12连接一侧的端子电压比其他端子电压高的情况下，从交流电源110流出的电流经过电抗器12和MOSFET(Q1)内部的半导体元件的源漏间的pn结(寄生二极管Dp)而流动。然后，向平滑电容器13的正极供给电荷。

另外，从平滑电容器13的负极流出的电流经过二极管D2返回到交流电源110。即，构成全波整流电路。

这时，如果向经过上述pn结而流过的一侧的MOSFET(Q1)的栅极赋予导通信号，则能够在pn结层形成作为MOSFET的沟道(n)，从而流过从源极向漏极方向、即MOSFET(Q1)的逆向电流。

此外，记载为“逆向电流”是因为对于n型MOSFET来说通常是从漏极向源极流过电流，从源极向漏极流动相当于逆向。

另外，在交流电源110的电压瞬时值比平滑电容器13的直流电压低的情况下，进行以下那样的升压动作。

在交流电源110的与电抗器12连接一侧的电压高的情况下，使MOSFET(Q2)为导通(ON)状态，经过电抗器12、MOSFET(Q2)、二极管D2将交流电源110短路，向电抗器12积蓄能量。

然后，进行以下的升压动作，即在经过预定时间后使MOSFET(Q2)关断(OFF)，经过MOSFET(Q1)(Q1的寄生二极管导通)，向平滑电容器13供给回流电流(释放电抗器12的能量)来充电电荷。

如果向流过该逆向电流的MOSFET(Q1)赋予导通信号，则能够在MOSFET(Q1)的pn结层形成作为MOSFET的沟道(n)，从而在从源极向漏极的方向即MOSFET(Q1)的逆向上高效地流过回流电流。

一般，向栅极施加电压而流过电流时的因导通电阻产生的电压降比在pn结层产生的电压降(正向电压降)低，因此能够降低在MOSFET(Q1)产生的损失。

但是，在交流电源110的半周期内多次地重复进行使MOSFET(Q1)和MOSFET(Q2)互补地导通/关断(ON/OFF)的动作的情况下，例如在专利文献1那样的现有技术中，引起以下的问题，即在向MOSFET(Q1)施加导通信号而流过逆向电流的状态下，进行以下的开关动作(将Q1关断，将Q2导通)的情况下，积蓄在平滑电容器13中的电荷通过MOSFET(Q1)和MOSFET(Q2)而短路，在逆向恢复时间的期间流过过大的电流(逆恢复电流)，损坏Q1或Q2、或效率降低。

因此，在本实施方式中，采用以下说明那样的结构、构造。

在本(第一)实施方式中，如后述那样，具备以下的MOSFET，其具有在MOSFET(Q1、Q2)的MOSFET的半导体的漂移区域中，在与漏源的电流路径的方向垂直的方向上交替地配置p型半导体层和n型半导体层的构造(超结构造)，并且具有将MOSFET的栅极信号关断时产生的逆向恢复时间比在将向MOSFET施加的电压从逆向电压切换为正向电压的同时将MOSFET的栅极信号从导通信号切换为关断信号时产生的逆向恢复时间短的特性。

进而，在通过电抗器12进行电源短路一侧的MOSFET导通的预定时间之前将流过逆向电流一侧的MOSFET关断。通过该结构，能够抑制在交流电源 的半周期中多次地将MOSFET(Q1)关断，将MOSFET(Q2)导通时，或将MOSFET(Q2)关断，将MOSFET(Q1)导通时产生的过大的电流。

<MOSFET的构造：之一>

参照图2所示的MOSFET元件的截面图说明本发明的第一实施方式的MOSFET的构造。

图2是表示在图1中使用的MOSFET(Q1、Q2)的截面的构造例子的图，(a)表示MOSFET的截面构造，(b)放大地表示MOSFET的源极和栅极附近的构造。

图2所示的MOSFET是纵型构造的MOSFET。以下，也将纵型构造的MOSFET简记为MOSFET。

在图2(a)和(b)中，MOSFET200在MOSFET的一个面(纸面的上部)具备源极211和栅极212，在另一面(纸面的下部)具备源极213。

源极211经由金属电极21S与p+型半导体层27和n+型半导体层26连接。

栅极212与作为金属电极的栅极21G连接。在栅极21G的正下方(纸面的下方向)经由绝缘膜(绝缘层)28，由n+型半导体层26、p型半导体层25、n型半导体层22部分地构成了n型MOSFET。

即，如果栅极21G超过阈值而成为高电位(H电平)，则在p型半导体层25感应出电子，凌驾形成p型的杂质原子的影响，p型半导体层25反转为n型。即，形成沟道(n)。因此，n+型半导体层26、n型反转层(25)、n型半导体层22全部以n型排列，所以导通(ON)。

另外，n+型半导体层26如上述那样经由金属电极21S与源极211连接，另外，n型半导体层22经由n+型半导体层24与漏极213连接。

此外，p+型半导体层27与p型半导体层25相比，设为p型的3价的杂质元素的浓度高。另外，n+型半导体层26与n型半导体层22相比，设为n型的5价的杂质元素的浓度高。

另外，由于栅电极21G成为高电位(H电平)而进行n型反转的，不只是栅极21G正下方附近的p型半导体层25，p型半导体层23也由于高电位增强(成为更高的电位)，反转层扩展到深的层(纸面的下方向)。

即，随着栅极21G成为高电位，p型半导体层25以及p型半导体层23反转为n型的区域扩展，随着该反转为n型的区域与n型半导体层22的接触面 积扩展，MOSFET的导通电阻变小而良好地导通。

<寄生二极管：之二>

此外，源极211经由金属电极21S与p+型半导体层27连接，p+型半导体层27与p型半导体层25相接，p型半导体层25与p型半导体层23相接。

另外，漏极213与n+型半导体层24连接，n+型半导体层24与n型半导体层22相接。

另外，p型半导体层23和p型半导体层25与n型半导体层22相接。

根据以上结构，通过源极211－金属电极21S－p+型半导体层27－p型半导体层25－p型半导体层23－n型半导体层22－n+型半导体层24－漏极213的构造，成为存在于源极211和漏极213之间的寄生二极管Dp。

另外，上述p型半导体层23－n型半导体层22中的p与n的接触面成为存在于源极211和漏极213之间的寄生二极管Dp的根源。

此外，p型半导体层25和p型半导体层23在制造工序上存在差异，但p扩散的杂质浓度大致相等。

<MOSFET的构造：之二>

图2所示的n型的MOSFET200以记载为n型半导体层22(漂移区域)的区域的材质的导体基板(晶圆)为基础而构成制造工序。

在该MOSFET的半导体的漂移区域中，具有在纸面的左右方向(与漏源方向垂直的方向)交替地配置p型半导体层23和n型半导体层22的构造(超结构造)。

当在具有上述构造的MOSFET200的漏极213和源极211之间施加正向电压时在向n型半导体层22扩展的耗尽层上，在纸面的上下方向得到均匀的电场强度，因此成为高耐压。

此外，关于p型半导体层23和n+型半导体层24的间隔，确保耐压不降低的程度的距离。

另外，可以降低漂移区域的n型半导体层22的载流子浓度，因此能够实现导通电阻小的MOSFET。

另外，如上述那样，采用交替地配置p型半导体层23和n型半导体层22的构造，作为MOSFET200的漏源之间的对抗面积变广，因此能够实现导通电阻小的MOSFET。

此外，如果采用超结构造，则在源极和漏极之间构成的pn结的面积与没有设置p型半导体层23的纵型的MOSFET相比增大，因此，pn结部的逆向恢复时间增大。

但是，使重金属在p型半导体层23扩散、或照射重粒子等粒子束，来缩短pn结部的逆向恢复时间。这是因为如果在p型半导体层23内存在重金属、重粒子，则在p型半导体层23设置新的能量基准，快速地进行电子、空穴的移动。

通过本实施方式的上述构造，能够构成高耐压、低导通电阻、并且逆向恢复时间短的MOSFET。在本实施方式中具备具有上述构造的MOSFET，因此具有以下的效果，即不需要以往与MOSFET并联连接的二极管，能够降低整流电路的部件个数来构成经济的直流电源电路。

<MOSFET的逆向恢复时间>

接着，说明MOSFET的逆向恢复时间。

以下，说明n型的MOSFET的情况，但在p型的MOSFET的情况下，只是流过源极和漏极的电流相反，可以同样地考虑。

在n型的MOSFET中，以源极电位为基准将漏极电位高的情况称为正向电压，相反，将源极电位比漏极电位高的情况称为逆向电压。

另外，将栅极电压为阈值以下的情况称为关断状态，将栅极电压为阈值以上称为导通状态。

另外，n型的MOSFET如上述那样在从源极向漏极的方向具备pn结(寄生二极管Dp)，如果在施加了逆向电压时MOSFET成为关断状态，则从源极向漏极流过电流，将该电流称为逆向电流。

将在流过逆向电流的状态下向MOSFET施加正向电压时，通过排出pn结的电荷而从漏极向源极的方向流过的电流称为逆向恢复电流。另外，将流过电流的时间称为逆向恢复时间。

在通过MOSFET(Q1、Q2)进行同步整流动作时，在从MOSFET(Q1、Q2)的源极向漏极的方向流过逆向电流时，施加高电位的栅极电压，使MOSFET为导通状态。

另外，在向MOSFET施加正向电压时，同时使栅极电压为阈值以下，从而使其为关断状态。

另外，在流过逆向电流的状态下向MOSFET(Q1、Q2)施加正向电压时，电流流动的方向从逆向电流变化为正向电流，但由于使栅极电压为阈值以下，因此电流被切断。

但是，到电流切断为止产生时间延迟，因此在从漏极向源极的方向上流过电流，将该电流称为逆向恢复电流，将流过电流的时间称为逆向恢复时间。

<MOSFET的逆向恢复时间的试验方法>

在本(第一)实施方式的直流电源装置的结构中，MOSFET的逆向恢复时间对电路效率产生很大的影响。

为了实现高效率的直流电源装置，将不施加栅极电压的MOSFET为关断状态时的逆向恢复时间和与此相对在从逆向电压切换为正向电压的同时将MOSFET的栅极信号从导通信号切换为关断信号时产生的逆向恢复时间进行比较是有效的。

<Q1、Q2的栅极信号同时切换时的逆向恢复时间的测定方法>

图3是表示本发明的第一实施方式的测定MOSFET的栅极电压施加时的逆向恢复时间的测定电路的图，(a)表示测定栅极信号同时切换时的逆向恢复时间的电路例子，(b)表示逆向恢复时间测定时的栅极信号1、栅极信号2、逆向电流的波形。

在图3(a)中，测定电路通过在直流电源31的两极串联连接作为测定逆向恢复时间的实验品的n型的MOSFET(Q1)和用于向MOSFET(Q1)施加逆向电压的MOSFET(Q2)，使MOSFET(Q1)中流过电流的电抗器12构成。

在图3(b)中，表示了逆向恢复时间测定时的向MOSFET(Q1)施加的栅极信号1、向MOSFET(Q2)施加的栅极信号2的信号产生定时、从作为试验品的MOSFET(Q1)的源极向漏极流过的逆向电流Isd的波形。

在测定逆向恢复时间时，首先提高栅极信号2的电压使MOSFET(Q2)为导通状态，通过电抗器12将直流电源31短路(在图3(b)中未图示)。

如果电抗器12的电流上升到预定的逆向电流，则使MOSFET(Q2)关断，在作为试验品的MOSFET(Q1)中流过回流电流(图3(b)的初始的状态)。

然后，如图3(b)所示，向MOSFET(Q1)施加降低栅极信号1的电压的信号，向MOSFET(Q2)施加提高栅极信号2的电压的信号，使MOSFET(Q1)关断，使MOSFET(Q2)导通。

通过MOSFET(Q2)导通，MOSFET(Q2)的漏极和MOSFET(Q1)的源极成为低电位，MOSFET(Q1)的源漏间的电压从逆向电压切换为正向电压。

这时，流过MOSFET(Q1)的逆向电流Isd成为图3(b)所示的波形，逆向电流Isd为负的方向、即从漏极向源极流过的正向电流所流动的期间是逆向恢复时间td1。

<Q1的保持栅极信号关断状态时的逆向恢复时间的测定方法>

图4是表示本发明第一实施方式的测定MOSFET的保持栅极信号关断状态时的逆向恢复时间的测定电路的图，(a)表示测定试验品的MOSFET(Q1)的保持栅极信号关断时的逆向恢复时间的电路，(b)表示测定逆向恢复时间时的栅极信号1、栅极信号2、逆向电流的波形。

在图4(a)中，测定电路与上述图3(a)所示的电路相比，除了以下的情况以外与图3(a)相同，即用低电阻将试验品的MOSFET(Q1)的栅源之间短路，以及在图3(b)的逆向恢复时间的测定时，在试验品中将栅极信号保持为关断状态。此外，在栅源之间具备低电阻是为了降低测定时的噪声的影响。

在图4(a)、(b)中，如果电抗器12的电流上升到预定的逆向电流，则关断MOSFET(Q2)而在试验品的MOSFET(Q1)的pn结流过回流电流。

然后，如图4(b)所示，降低栅极信号2的电压，但不提高栅极信号1的电压。

这时，MOSFET(Q2)导通，但MOSFET(Q1)保持关断状态。

这时，流过试验品的MOSFET(Q1)的逆向电流Isd成为图示的波形，逆向电流Isd为负的方向、即从漏极向源极流动的正向电流流动的期间是逆向恢复时间td2。

以上，如果比较图3中的逆向恢复时间td1和图4中的逆向恢复时间td2，则可知td1>td2。

关于该逆向恢复时间td1和逆向恢复时间td2之间的差，在图3(b)中，直到栅极信号2从L电平变化为H电平紧前为止，栅极信号1为H电平，即MOSFET(Q1)直到栅极信号2从L电平变化为H电平紧前为止导通。

与此相对，在图4(b)中，在栅极信号2从L电平(低电位)变化为H 电平(高电位)的前后，栅极信号1保持L电平。

<构成本实施方式的MOSFET的逆向恢复时间>

本(第一)实施方式的直流电源装置100利用了以下的情况，即向栅极施加电压而流过电流时的因导通电阻产生的电压降比在MOSFET流过逆向电流时不向栅极施加电压的情况下在pn结层产生的电压降低。

因此，在交流电源110的半周期的期间中2个MOSFET(Q1、Q2)中的一个MOSFET多次地通电逆向电流时，在另一个MOSFET(Q1、Q2)导通时，无法避免逆向恢复电流的产生。

因此，在本实施方式中，具备具有以下特性的MOSFET，将MOSFET关断时的逆向恢复时间比在将MOSFET的导通信号切换为关断信号的同时向MOSFET施加的电压从逆向电压切换为正向电压时产生的逆向恢复时间短。

通过使用具有该特性的MOSFET，如果在没有通电一侧的MOSFET导通的预定时间之前，将流过逆向电流一侧的MOSFET的栅极信号关断，则在进行开关动作时，逆向电流流过通电一侧的MOSFET的半导体的上述的逆向恢复时间短的pn结部，能够缩短短路电流流过的时间。

通过该结构和方法，能够降低直流电源装置100的电路损失。另外，能够重复多次地进行导通/关断的动作，从而通过在交流电源110的半周期内连续流动的电抗器12的电流对上述2个MOSFET中的某一个MOSFET进行通电。

<直流电源装置的动作>

参照图5说明第一实施方式的直流电源装置100(图1)的动作。

图5是表示图1所示的直流电源装置的电压、电流波形、控制信号的图。

在图5中，从纸面的上段开始顺序地表示出交流电源110(图1)的“交流电源波形”、电抗器12(图1)的“电抗器电流波形”、以及作为控制电路16(图1)的各种信号和控制信号的“电源同步信号”、“升压信号”、“延迟信号”、“前倒信号”、“栅极信号1”、“栅极信号2”。另外，横轴是时间(时间的推移)。

记载了1个周期的图5中的交流电源波形511。在交流电源波形511为正的期间的半周期中，3次(多次)进行将栅极信号1、栅极信号2导通/关断的动作，栅极信号1、栅极信号2用于驱动MOSFET(Q1、Q2)。

通过该MOSFET(Q1、Q2)的导通/关断动作，电抗器12(图1)的电抗 器电流波形513A(513B)成为锯齿状。

<交流电源波形为正的期间>

说明交流电源波形为正的期间的半周期的各信号的生成。

在图5中，根据从检测交流电源的电压的交流电源电压检测电路11的输出得到的交流电源的相位信息，生成电源同步信号A。

根据检测直流输出电压的直流输出电压检测电路15、对平滑电容器13检测充电电流的电流检测电路14的信息，生成升压信号B1、B2、B3(B4、B5、B6)。

根据升压信号B1、B2、B3，作为H电平生成用于驱动经过电抗器12将交流电源110短路的一侧的MOSFET(Q2)的栅极信号2(C1、C2、C3)。

另外，生成延迟信号G1、G2、G3，以便在升压信号B1、B2、B3分别关断后经过预定的延迟时间。

另外，在升压信号B2、B3分别导通的预定时间之前生成前倒信号E2、E3。

生成用于驱动向平滑电容器13(图1)供给电流一侧的MOSFET(Q1)的栅极信号1(F1、F2、F3)，使其在栅极信号2(C1、C2、C3)为L电平(低电位)的区间中，在延迟信号(G1、G2、G3)和前倒信号E2、E3不是H电平的区间(即为L电平的区间)中成为H电平。

此外，使栅极信号1(F1、F2、F3)在栅极信号2(C1、C2、C3)成为L电平后延迟了延迟信号G1、G2、G3的预定的延迟时间后成为H电平是为了避免栅极信号2(C1、C2、C3)为H电平的影响(逆向恢复时间为td1)。

另外，使栅极信号2(C2、C3)在栅极信号1(F1、F2)成为L电平后延迟了前倒信号E2、E3的预定时间后成为H电平是为了避免栅极信号1(F2、F3)为H电平的影响(逆向恢复时间为td1)。

如此，通过在栅极信号1(F1、F2、F3)和栅极信号2(C1、C2、C3)之间在相互成为H电平的期间设置预定的时间，能够使逆向恢复时间为td2，从而缩短逆向恢复时间(td2<td1)。

此外，延迟信号(G1、G2、G3)和前倒信号(E2、E3)的时间幅度大致相等。

另外，在交流电源波形为正的期间中，MOSFET(Q2)相当于经过电抗 器12和二极管D2将交流电源110短路一侧的MOSFET。另外，MOSFET(Q1)相当于使电流流过平滑电容器13一侧的MOSFET。

<交流电源波形为负的期间>

参照图5说明交流电源波形为负的期间的半周期的各信号的生成。此外，适当地省略与正的期间的半周期重复的说明。

在图5所示的交流电源波形为负的期间的半周期中，电源同步信号A是L电平。在该区间中，根据升压信号B4、B5、B6，作为H电平生成用于驱动MOSFET(Q1)的栅极信号1(F4、F5、F6)。

另外，生成延迟信号G4、G5、G6，以便在升压信号B4、B5、B6分别关断后经过预定的延迟时间。

另外，在升压信号B5、B6分别导通的预定时间之前生成前倒信号E5、E6。

生成用于驱动MOSFET(Q2)的栅极信号2(C4、C5、C6)，使其在栅极信号1(F4、F5、F6)为L电平的区间中，在延迟信号(G4、G5、G6)和前倒信号E5、E6不是H电平的区间(即为L电平的区间)成为H电平。

此外，使栅极信号2(C4、C5、C6)在栅极信号1(F4、F5、F6)成为L电平后延迟延迟信号G4、G5、G6的预定延迟时间后成为H电平是为了避免栅极信号1(F4、F5、F6)为H电平的影响(逆向恢复时间为td1)。

另外，使栅极信号1(F5、F6)在栅极信号2(C4、C5)成为L电平后延迟前倒信号E5、E6的预定时间后成为H电平是为了避免栅极信号2(C4、C5)为H电平的影响(逆向恢复时间为td1)。

这样，通过在栅极信号1(F4、F5、F6)和栅极信号2(C4、C5、C6)之间在相互成为H电平的期间设置预定的时间，能够使逆向恢复时间为td2，从而缩短逆向恢复时间(td2<td1)。

此外，延迟信号(G4、G5、G6)和前倒信号(E5、E6)的时间幅度大致相等。

另外，在交流电源波形为负的期间中，MOSFET(Q1)相当于经过电抗器12和二极管D1将交流电源110短路一侧的MOSFET。另外，MOSFET(Q2)相当于使电流流过平滑电容器13一侧的MOSFET。

<二极管D1、D2的逆向恢复时间>

在二极管D1、D2中也存在逆向恢复时间，但即使比第一、第二MOSFET的逆向恢复时间td1(图3)、td2(图4)长，对直流电源装置100(图1)的动作也没有影响，效率也不会降低。因此，二极管D1、D2可以使用比较廉价的二极管。

<升压动作和功率因数改善动作的波形、定时生成方法>

另外，基于前倒信号生成使栅极信号关断的定时的生成方法，在通过数字运算生成使升压信号导通的定时的方式的情况下，如果通过数字运算减去相当于前倒信号的时间，则能够生成在比升压信号早的时刻进行变化的栅极信号。

另外，在比较调制波和已调制波来生成使升压信号导通的定时的模拟方式的情况下，对任意一个调制信号相加或减去预定的偏移量即可。

另外，在图5中为了容易理解地说明动作，表示出在交流电源的半周期的期间内进行3次导通/关断的开关动作的情况下的波形。

在该进行3次导通/关断的开关动作(3触发3shot)的情况下的波形是电抗器电流波形513A、513B，但在该情况下，电抗器12的电压和电流的功率因数是85％左右。

开关次数不限于3次。

在重复比3次多的次数的情况、或者在使开关频率为超过可听频率，例如通过15kHz以上的频率进行开关的情况下，也能够通过本结构来实现。

通过增加开关的次数(触发数)，能够使流过电抗器12的交流电源的电流更加接近正弦波，因此能够抑制高次谐波电流，具有可改善功率因数的效果。此外，在开关的次数(触发数)是4次的情况下，功率因数达到95％左右。

另外，如果以15kHz以上的频率进行开关，则功率因数接近100％，电抗器电流波形513A、513B无限地接近正弦波形，并且直流电源装置100(图1)通过该开关动作产生的噪声为超过可听频率的15kHz以上，因此成为人无法感知的区域的噪声。

并且，无论在施加了逆向电流流通的一侧的MOSFET(Q1、Q2)的栅极信号的情况，还是在不施加的情况下，逆向电流都连续地流过MOSFET(Q1、Q2)，因此保持用于驱动通过电抗器12将交流电源短路一侧的MOSFET(Q1、Q2)的升压信号的脉冲宽度。

因此，流过电抗器12的电流的波形不会由于上述动作而失真，因此不会 受到逆向电流侧的开关动作的影响，不会产生因此造成的交流电源的电流失真。

如果在控制电路16中具备上述的控制，则能够在交流电源110的半周期的期间内重复多次进行以下的动作，即在2个MOSFET(Q1、Q2)中的经过电抗器12、二极管D1或二极管D2将交流电源110短路一侧的MOSFET(Q1、Q2)关断后经过预定时间后，接通直流输出电源的流过平滑电容器13一侧的MOSFET(Q1、Q2)，在将由电抗器12经过二极管D1或二极管D2短路交流电源一侧的MOSFET(Q1、Q2)导通的预定时间之前，关断流过平滑电容器13一侧的MOSFET(Q1、Q2)。

<开关动作时的电流的流通路径>

接着，说明在第一实施方式中使用的MOSFET进行导通/关断动作的开关动作时的电流路径。

图6是表示本发明的第一实施方式的每个动作模式的电流流通路径的图，(a)表示与电抗器12连接一侧的交流电源110的电压高的情况下的电流路径，(b)表示MOSFET(Q1、Q2)都关断时的电流路径，(c)表示MOSFET(Q1)从导通变为关断时的电流路径，(d)表示在使MOSFET(Q1)关断的状态下使MOSFET(Q2)导通时的电流路径。

在图6(a)中，在与电抗器12连接一侧的交流电源110的电压的电位高时，MOSFET(Q2)导通，在流过二极管D2的路径中流过电源短路电流。

此外，换言之，MOSFET(Q2)经过电抗器12和二极管D2将交流电源110短路。这时，MOSFET(Q1)成为在平滑电容器13中流通电流一侧的MOSFET。

另外，在图6(b)中，在MOSFET(Q2)关断时，MOSFET(Q1)处于关断状态，因此流过电抗器12的电流经过MOSFET(Q1)的半导体元件内部的pn结向平滑电容器13供给充电电流。

另外，在图6(c)中，在从(b)经过相当于延迟时间的预定时间后，向MOSFET(Q1)赋予栅极信号从而经过内部的半导体的沟道使MOSFET(Q1)流通逆电流，降低元件的损失。另外，在MOSFET(Q2)导通之前在相当于前倒信号的预定时间之前，关断MOSFET(Q1)的栅极信号从而关闭MOSFET(Q1)内部的半导体的沟道，使pn结部流过逆电流。

另外，在图6(d)中，在经由电抗器12再次短路交流电源110的情况下，进行在关断MOSFET(Q1)的状态下导通MOSFET(Q2)的动作。

以后，在交流电源的半周期中多次地重复进行图6(a)、(b)、(c)、(d)所示的动作。

此外，在另一个半周期、即与电抗器12连接一侧的交流电源110的电压的电位低时，MOSFET(Q1)经过电抗器12和二极管D1短路交流电源110。这时，MOSFET(Q2)成为使电流流通平滑电容器13一侧的MOSFET。

在本(第一)实施方式中，具备具有以下的特性的MOSFET；将MOSFET关断时的逆向恢复时间比在将MOSFET的导通信号切换为关断信号的同时向MOSFET施加的电压从逆向电压切换为正向电压时产生的逆向恢复时间短。因此，具有能够缩短图6(d)所示的经过电抗器12短路电源时流过的直流电源的短路电流流动的时间的效果，伴随于此，还具有抑制短路电流的峰值电流值的效果。

另外，在交流电源的半周期的期间，二极管D1或D2处于通电状态，不会产生因开关造成的急剧的电压的变化。因此，可以是逆向恢复时间比MOSFET慢的普通的整流二极管。

另外，在本实施方式中，具备具有以下特征的二极管：二极管的逆向恢复时间比关断MOSFET时的逆向恢复时间长。因此，具有能够提供更廉价的直流电源装置100(图1)的效果。

<第二实施方式>

参照附图说明本发明的第二实施方式的直流电源装置。

图7是表示本发明的第二实施方式的直流电源装置100B的结构例子的图，(a)表示直流电源装置的结构、交流电源和负载之间的连接关系，(b)表示MOSFET(Q1、Q2、Q3、Q4)的控制信号和关联的各信号。

在图7(a)中，与图1(a)不同的是代替图1(a)的二极管D1、二极管D2而分别置换为MOSFET(Q3：第三MOSFET)、MOSFET(Q4：第四MOSFET)。

另外，通过控制电路16控制MOSFET(Q3、Q4)。

图7(a)的其他结构与图1(a)的结构相同，因此省略重复的说明。

另外，在图7(b)中，与图5不同的是表示出栅极信号3和栅极信号4。 另外，图5的电抗器电流波形513A、513B、512，在图7(b)中省略记载。

图7(b)的其他记载与图5的记载相同，因此省略重复的说明。

在图7(a)中，由MOSFET(Q1、Q2、Q3、Q4)构成同步整流电路。MOSFET(Q3)的栅极的控制信号如图7(b)中的栅极信号3所示那样，在交流电源波形511为正的期间的半周期中是L电平，在交流电源波形511为负的期间的半周期中是H电平。

另外，MOSFET(Q4)的栅极的控制信号如图7(b)中的栅极信号4所示那样，在交流电源波形511为正的期间的半周期中是H电平，在交流电源波形511为负的期间的半周期中是L电平。

另外，如图7(b)所示，分别根据栅极信号1、栅极信号2与图5同样地控制MOSFET(Q1)和MOSFET(Q2)。

通过以上的结构，如上述那样，由MOSFET(Q1、Q2、Q3、Q4)构成基于MOSFET的同步整流电路。

图7(a)中的根据栅极信号3、栅极信号4分别被控制的MOSFET(Q3)和MOSFET(Q4)分别相当于图1(a)的二极管D1和二极管D2。MOSFET(Q3、Q4)不具有相当于二极管D1、D2所具有的正向电压降的特性，另外还能够降低电阻值，因此作为整流电路具有电路效率高的效果。

另外，MOSFET(Q3、Q4)不进行MOSFET(Q1、Q2)那样的用于升压的开关动作，因此由寄生二极管引起的逆向恢复时间长造成的影响小。因此，MOSFET(Q3、Q4)可以使用成本比MOSFET(Q1、Q2)低的MOSFET。

<第三实施方式>

说明本发明的第三实施方式的空调机。第三实施方式是安装了第一实施方式的直流电源装置的空调机。

<安装了直流电源装置的空调机>

图8是表示本发明的第三实施方式的空调机300的结构例子的图。

在图8中，空调机300对于第一实施方式的直流电源装置100(图1)具备逆变器电路81、压缩机82、热交换器83、85、减压器84。

逆变器81与直流电源装置100(图1)的平滑电容器13的输出部连接，从直流电压(电力)生成三相交流电压(电力)。

具备电动机(未图示)的压缩机82通过逆变器电路81输出的三相交流电 压(电力)进行动作。

另外，由压缩机82、热交换器83、减压器84、热交换器85构成冷冻循环。

空调机300具有对房间制冷或供暖的功能，在设定温度和房间的温度存在差异的情况下，从直流电源装置100(图1)供给的电力大。

因此，具有到电源断流器容量的限界为止需要电力的模式，这时交流侧的功率因数高的一方取得最大电力。

另外，直流电源装置100能够减少直流输出电压高的一方的电流，因此能够使压缩机更高速地旋转，取得空调机300的最大冷冻能力。

在本(第三)实施方式中，由于能够实现高功率因数、高输出电压、高效率的直流电源装置100，因此安装了该直流电源装置100的空调机300具有取得最大冷冻能力的效果，具有能够实现消耗电力少的空调机的效果。

附图标记说明

11：交流电源电压检测电路；12：电抗器；13：平滑电容器；14：电流检测电路；15：直流输出电压检测电路；16：控制电路；100、100B：直流电源装置；110：交流电源；120：负载；22：n型半导体层；23、25：p型半导体层；24、26：n+型半导体层；27：p+型半导体层；28：绝缘膜(绝缘层)；200、Q1、Q2、Q3、Q4：MOSFET；21S、21G：金属电极；211：源极；212：栅极；213：漏极；31：直流电源；300：空调机；81：逆变器电路；82：压缩机；83、85：热交换器；84：减压器；D1、D2、Dp：二极管。