谐振变换器及其过流保护电路和过流保护方法与流程

本发明涉及电子电路，尤其涉及一种应用于谐振变换器的过流保护电路和过流保护方法。

背景技术：

当谐振变换器处于工作环境中时，有时会出现过流情形，因而，谐振变换器通常具有过流保护功能以对其提供过流保护。谐振变换器中出现的过流情形至少包括两种，一种是如负载瞬态变化、软启动时间过短等引起的谐振回路电流暂时较大的过流，这种过流情形通常可以通过调节谐振回路电流上升速率来提供保护，其可以维持谐振变换器的输出不间断，我们称之为暂态过流情形；另一种是如电路短路等引起的谐振回路电流很大且持续很久的过流，这种过流情形需要使系统停止工作，即关机，以防止谐振变换器遭受损坏，我们称之为关机过流情形。然而，对于谐振变换器来说，它除了处于工作环境中，还可能处于浪涌测试环境中。浪涌测试会产生浪涌脉冲，其具有幅值很大、持续时间很短的特性。现有的大多数过流保护电路会将浪涌测试中的浪涌脉冲当作关机过流情形处理，因而触发关机过流保护。这样，谐振变换器的输出电压迅速下降，甚至下降至零，谐振变换器需要重新启动，这对于大多数应用场合，例如，服务器、计算机等来说，是不被允许的。因此，浪涌测试中，应当避免关机过流保护功能被误触发。

图1示出现有技术中的一种用于谐振变换器101的过流保护电路102。谐振变换器101中的谐振电容中流过谐振回路电流。过流保护电路102对表征谐振回路电流的电流检测信号V_CS进行滤波以生成关机保护信号S_SHT来实 现过流保护且防止过流保护被误触发。同时，关机保护信号S_SHT还另作它用，例如，用于实现容性模式保护功能。然而，如容性模式保护这样的功能要求关机保护信号S_SHT能够实时跟随电感电流变化，这样，为了防止过流保护误触发而由滤波操作所生成的关机保护信号S_SHT所带来的时间延迟便变得不可接受。

现有技术还提出另一种过流保护方案。仍然利用图1加以说明，该方案利用滤波以生成的关机保护信号S_SHT来实现过流保护且防止过流保护误触发，但与前述方案不同的是，该方案利用电流检测信号V_CS来实现容性模式保护等功能。然而，该方案存在的问题在于，由于关机保护信号S_SHT不能够跟随电感电流实时变化，过流保护的阈值信号需要进行调整，才能够有效地提供过流保护。另外，由于经过滤波操作的关机保护信号S_SHT变得平滑，在过流信号较大时，可能无法有效地触发过流保护功能。

因此，需要提出一种谐振变换器，其至少能够保证在浪涌测试时不会误触发关机过流保护，而在出现过流情形时，能够提供有效的保护。

技术实现要素：

依据本发明实施例的一个方面，提出了一种用于谐振变换器的过流保护电路。谐振变换器包括谐振电容，谐振电容中流过谐振回路电流。谐振变换器还包括软启动电路，软启动电路提供软启动电压。过流保护电路包括暂态保护比较电路、使能比较电路和关机保护比较电路。暂态保护比较电路接收第一阈值信号和表征谐振回路电流的电流检测信号，将第一阈值信号和电流检测信号进行比较并根据比较结果产生暂态保护信号以控制软启动电压是否降低。使能比较电路接收软启动电压和使能参考电压，将软启动电压和使能参考电压进行比较并根据比较结果产生使能信号。关机保护比较电路接收第 二阈值信号、电流检测信号和使能信号，当使能信号使能关机保护比较电路时，关机保护比较电路将第二阈值信号和电流检测信号进行比较并根据比较结果产生关机保护信号。

依据本发明实施例的又一个方面，提出了一种谐振变换器。谐振变换器包括谐振开关电路、软启动电路、过流保护电路和频率控制电路。谐振开关电路包括谐振电容、高侧开关和低侧开关，谐振电容中流过谐振回路电流，谐振开关电路通过高侧开关和低侧开关的导通与关断将接收的输入电压转换为输出电压。软启动电路提供软启动电压和与软启动电压呈反向变化的软启动电流。过流保护电路包括暂态保护比较电路、使能比较电路和关机保护比较电路。暂态保护比较电路接收第一阈值信号和表征谐振回路电流的电流检测信号，将第一阈值信号和电流检测信号进行比较并根据比较结果产生暂态保护信号以控制软启动电压是否降低。使能比较电路接收软启动电压和使能参考电压，将软启动电压和使能参考电压进行比较并根据比较结果产生使能信号。关机保护比较电路接收第二阈值信号、电流检测信号和使能信号，当使能信号使能关机保护比较电路时，关机保护比较电路将第二阈值信号和电流检测信号进行比较并根据比较结果产生关机保护信号。频率控制电路接收软启动电流和表征输出电压的反馈信号，频率控制电路根据软启动电流和反馈信号产生频率控制信号以控制高侧开关和低侧开关的导通与关断频率。

依据本发明实施例的又一个方面，提出了一种用于谐振变换器的具有防误触发功能的过流保护方法。谐振变换器包括谐振电容和软启动电路，谐振电容中流过谐振回路电流，软启动电路提供软启动电压。过流保护方法包括：判断谐振回路电流是否达到第一预设值；若谐振回路电流达到第一预设值，则降低软启动电压；判断软启动电压是否下降到使能参考电压；若软启动电 压下降到使能参考电压，则判断谐振回路电流是否达到第二预设值；若谐振回路电流达到第二预设值，则使谐振变换器关机。

利用本发明实施例提出的过流保护电路，一方面能够防止在浪涌测试时误触发关机过流保护功能，另一方面，能够有效地提供正常工作情形下的过流保护功能。

附图说明

图1示出现有技术中的一种用于谐振变换器101的过流保护电路102；

图2示出依据本发明一个实施例的谐振变换器200；

图3示出图2中谐振变换器200处于浪涌测试环境中的部分波形图；

图4示出图2中谐振变换器200处于工作情况下出现关机过流情形的部分工作波形图；

图5示出图2中谐振变换器200处于工作情况下出现暂态过流情形的部分工作波形图；

图6示出当谐振变换器200处于处于工作情况下的软启动阶段时的部分工作波形图；

图7示意性地给出依据本发明一个实施例的谐振变换器700；

图8示出依据本发明一个实施例的用于谐振变换器的具有防误触发功能的过流保护方法800。

具体实施方式

下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解，阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见 的是：不必采用这些特定细节来实行本发明。在其他实例中，为了避免混淆本发明，未具体描述公知的电路、材料或方法。

在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和、或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的示图都是为了说明的目的，并且示图不一定是按比例绘制的。应当理解，当称“元件”“连接到”或“耦接”到另一元件时，它可以是直接连接或耦接到另一元件或者可以存在中间元件。相反，当称元件“直接连接到”或“直接耦接到”另一元件时，不存在中间元件。相同的附图标记指示相同的元件。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。

图2示出依据本发明一个实施例的谐振变换器200。如图2所示，谐振变换器200包括谐振开关电路201、软启动电路202、频率控制电路203和过流保护电路204。

谐振开关电路201包括谐振开关和具有谐振回路电流I_RSN的谐振电容，谐振电容反应于谐振开关的导通和关断而以谐振回路电流I_RSN进行充放电，据此，谐振开关电路201将接收的输入电压V_IN转换为输出电压V_OUT。更具体地，谐振开关包括一对以相同占空比(如50％)互补导通与关断的高侧开关和低侧开关，谐振电容反应于高侧开关和低侧开关的导通和关断而以谐振回路电流I_RSN进行充放电，据此，谐振开关电路201通过控制高侧开关和低侧开关的导通与关断频率以将接收的输入电压V_IN转换为输出电压V_OUT。

软启动电路202提供软启动电压V_SS。具体地，软启动电路202包括软启动电容，软启动电容两端具有软启动电压V_SS。软启动电路202还包括放电电路，放电电路在形成电流通路时对软启动电容放电。进一步地，软启动电路202还根据软启动电压V_SS输出与软启动电压V_SS呈反向变化的软启动电流I_SS，谐振变换器200部分地根据软启动电流I_SS将接收的输入电压V_IN转换为输出电压V_OUT。作为一个方面，软启动电路202可在谐振变换器200启动时，提供一个较大的软启动电流I_SS给下游电路，从而使得谐振变换器200在启动时具有较高频率，继而使得输出电压V_OUT可以缓慢地上升，避免可能产生的过电压。

过流保护电路204包括暂态保护比较电路241、使能比较电路242和关机保护比较电路243。其中，暂态保护比较电路241接收第一阈值信号V_TH1和表征谐振回路电流I_RSN的电流检测信号V_CS，并将第一阈值信号V_TH1和电流检测信号V_CS进行比较，并根据比较结果产生暂态保护信号S_TRT以控制软启动电压V_SS是否降低，即控制放电电路的电流通路是否形成。更加具体地，当暂态保护信号S_TRT处于有效状态时，放电电路形成电流通路对软启动电容放电。在一个实施例中，当电流检测信号V_CS大于第一阈值信号V_TH1时，表明谐振回路电流I_RSN大于第一预设值，此时，暂态保护信号S_TRT处于有效状态，使软启动电压V_SS降低，即控制放电电路对软启动电容放电。第一阈值信号V_TH1可根据需求进行选择。使能比较电路242接收使能参考电压V_EN并耦接至软启动电容以接收软启动电压V_SS，并将软启动电压V_SS和使能参考电压V_EN进行比较，并根据比较结果产生使能信号S_EN。其中，当软启动电压V_SS下降至使能参考电压V_EN时，使能信号S_EN处于有效状态，使能关机保护比较电路243。关机保护比较电路243接收第二阈值信号V_TH2、电流检测信号V_CS和使能信号S_EN，当使能信号S_EN使能关机保护比较电路243时， 即当使能信号S_EN为有效状态时，关机保护比较电路243将第二阈值信号V_TH2和电流检测信号V_CS进行比较，并根据比较结果产生关机保护信号S_SHT。其中，当关机保护信号S_SHT处于有效状态时，关机过流保护功能启动，使谐振变换器200关机，系统停止工作。在一个实施例中，当电流检测信号V_CS大于第二阈值信号V_TH2时，关机保护信号S_SHT处于有效状态，使谐振变换器200关机。在图2所示实施例中，第一阈值信号V_TH1小于第二阈值信号V_TH2。本领域技术人员应当理解，第一阈值信号V_TH1和第二阈值信号V_TH2可根据系统设计需求进行选择，其中，第一阈值信号V_TH1影响谐振回路电流I_RSN的安全工作区间，而第二阈值信号V_TH2决定谐振回路电流I_RSN的最大可允许值。另外，使能参考信号V_EN的选择应根据软启动电压初始值V_{SS_INT}、放电电流通路中的放电电流大小和软启动电容容值等决定，选择的使能参考信号V_EN应使浪涌脉冲结束时软启动电容V_SS不能达到使能参考信号V_EN，而谐振变换器工作中发生过流情形时软启动电容V_SS能够达到使能参考信号V_EN。

频率控制电路203接收软启动电流I_SS和表征输出电压V_OUT的反馈信号V_FB，并根据软启动电流I_SS和反馈信号V_FB产生控制信号CTRL以控制谐振开关的导通与关断频率。

图3示出图2中谐振变换器200处于浪涌测试环境中的部分波形图。从上至下地，所示波形分别表示第二阈值信号V_TH2、第一阈值信号V_TH1、电流检测信号V_CS、暂态保护信号S_TRT、软启动电压初始值V_{SS_INT}、软启动电压V_SS、使能参考电压V_EN、使能信号S_EN、关机保护信号S_SHT和软启动电流I_SS。接下来，将结合图2和图3对谐振变换器200在浪涌测试环境中的电路运行过程进行描述。在浪涌测试时，浪涌脉冲(可由电流检测信号V_CS中出现的脉冲表示)产生，该浪涌脉冲的幅值很高而持续时间较短，一般为几微秒。 由于浪涌脉冲出现时，电流检测信号V_CS的值很大，大于第一阈值信号V_TH1，暂态保护比较电路241输出的暂态保护信号S_TRT处于有效状态，例如逻辑高电平，使得放电电路形成电流通路，放电电路以一定的速率对软启动电容两端的软启动电压V_SS放电，而放电时间为浪涌脉冲的持续时间。相应地，软启动电压V_SS的值由软启动电压初始值V_{SS_INT}逐渐下降，直到浪涌脉冲结束。由于浪涌脉冲的持续时间较短，小于软启动电压V_SS从软启动电压初始值V_{SS_INT}下降到使能参考电压V_EN所需的时间(该时间由软启动电压初始值V_{SS_INT}、使能参考电压V_EN、软启动电容的容值以及放电速率共同决定，可根据系统设定)，因而，在浪涌脉冲持续时间结束时的软启动电压V_SS仍大于使能参考电压V_EN。因而，使能信号S_EN处于无效状态，例如，逻辑低状态，不会使能关机保护比较电路243，关机保护信号S_SHT处于无效状态，例如，逻辑低状态，关机过流保护功能不会启动。由上述分析可见，采用图2实施例的过流保护电路204，可以防止浪涌测试时关机过流保护功能被误触发。

从另一方面来讲，在浪涌脉冲的持续时间内，放电电路对软启动电容放电，致使软启动电压V_SS逐渐减小，继而使得软启动电流I_SS增大。这样，谐振变换器200的工作频率亦增大，从而导致输出电压V_OUT有所减小。然而，减小的输出电压V_OUT仍处于系统可接受的范围内，这相较于误触发关机过流保护功能以致使输出电压V_OUT急剧下降，甚至下降至零而言，有着显著的进步。

图4示出图2中谐振变换器200处于工作情况下出现关机过流情形的部分工作波形图。从上至下地，所示波形分别表示第二阈值信号V_TH2、第一阈值信号V_TH1、电流检测信号V_CS、暂态保护信号S_TRT、软启动电压初始值V_{SS_INT}、软启动电压V_SS、使能参考电压V_EN、使能信号S_EN、关机保护信号S_SHT和软启动电流I_SS。当谐振变换器200处于工作状态而出现关机过流情形 时，例如，在t0时刻，谐振变换器200中出现过流情形，电流检测信号V_CS逐渐增大。在t1时刻，电流检测信号V_CS达到第一阈值信号V_TH1。在此之前，即t0至t1时段内，暂态保护信号S_TRT处于无效状态，例如，逻辑低状态，放电电路不会形成电路通路对软启动电容放电，软启动电压保持在初始值V_{SS_INT}，此时，谐振变换器200处于安全工作区。在t1时刻过后，暂态保护信号S_TRT处于有效状态，例如，逻辑高状态，放电电路形成电路通路对软启动电容放电，软启动电压V_SS逐渐下降，而软启动电流I_SS逐渐增大。此时，由于过流情形仍然存在，电流检测信号V_CS继续增加，然而，由于软启动电流I_SS逐渐增大，谐振变换器200的系统频率相应地增大，可以限制谐振回路电流I_RSN增大的速度。在t2时刻，软启动电压V_SS减小至使能参考电压V_EN，使能信号S_EN翻转至有效状态，例如，逻辑高状态，关机保护比较电路243开始工作，对电流检测信号V_CS和第二阈值信号V_TH2进行比较。在t3时刻，电流检测信号V_CS增加至第二阈值信号V_TH2，关机保护信号S_SHT翻转至有效状态，例如，逻辑高状态，使整个谐振变换器200关机，实现关机过流保护。可见，利用图2所示实施例的技术方案，当谐振变换器处于工作状态下而出现关机过流情形时，过流保护电路204能够有效地提供关机过流保护功能。虽然关机过流保护功能会在出现过流情形后延迟一段时间再启动，如t1至t2时段，然而，在该段延迟时间内，谐振回路电流I_RSN被限制而不会升高过快，因而不会对谐振变换器200造成损坏，是可以接受的。

图5示出图2中谐振变换器200处于工作情况下出现暂态过流情形的部分工作波形图。和关机过流情形相比，暂态过流情形时谐振变换器200的工作过程在t0到t2时刻内是相同的，此处不再累述。和关机过流情形相比，暂态过流情形的不同之处在于，其过流情形不会持续太久，电流检测信号V_CS不会达到第二阈值信号V_TH2。这样，虽然由于软启动电压V_SS已经低于 使能参考电压V_EN而使得使能参考信号S_EN为有效状态，例如，逻辑高状态，从而使能关机保护比较电路243，然而，此时，电流检测信号V_CS已经降低，不会碰到第二阈值信号V_TH2，因此，关机保护信号S_SHT仍处于无效状态，不会启动关机过流保护。这样，利用图2实施例的技术方案，在出现暂态过流情形时，一方面可以通过调节软启动电流I_SS而限制谐振回路电流I_RSN过快增长，不至于损坏谐振变换器200，另一方面又避免了使谐振变换器200停止工作从而避免重启系统。

另外需要说明的是，如图6所示，当谐振变换器200处于软启动阶段时，软启动电压V_SS从零逐渐增大，其在软启动刚开始的一段时间内一直小于使能参考电压V_EN，使能信号S_EN一直处于有效状态，一旦出现关机过流情形，使得电流检测信号V_CS大于第二阈值信号V_TH2，关机过流保护功能即被触发，而勿需延迟。由于在谐振变换器200刚启动时，大多数关机过流情形均发生在软启动阶段以前而非软启动阶段中，例如，电路板短接，因而，关机过流保护是非常及时的。

可见，利用本发明提出的过流保护电路，一方面能够防止谐振变换器在浪涌测试时误触发关机过流保护功能，另一方面，能够有效地提供谐振变换器在正常工作情形下的关机过流保护功能，再一方面，在谐振变换器出现暂态过流时，还可缓解过流情形。

图7示意性地给出依据本发明一个实施例的谐振变换器700。如图7所示，谐振变换器700包括谐振开关电路701、软启动电路702、频率控制电路703以及过流保护电路704。谐振开关电路701包括高侧开关M1和低侧开关M2，这两个开关管串联耦接在直流电压源V_IN和原边参考地之间，分别由互补且占空比恒为0.5的高侧控制信号CTRL1和低侧控制信号CTRL2控制，以将输入的直流电压V_IN转换为方波电压。在另一个实施例中，高侧开 关M1和低侧开关M2的连接结构可由四个开关管构成的全桥结构所代替。谐振开关电路701还包括由谐振电容CS、第一谐振电感LS和第二谐振电感LM串联耦接组成的电感谐振网络(LLC)，电感谐振网络(LLC)耦接于高侧开关M1和低侧开关M2的公共端与原边参考地之间。谐振电容CS中流过谐振回路电流I_RSN。谐振开关电路701还包括隔离变压器T，其原边绕组与第二谐振电感LM并联。通常第二谐振电感LM为隔离变压器T的励磁电感。谐振开关电路701还包括第一和第二整流二极管D1和D2以及输出电容C_OUT，其中第一整流二极管D1的阳极耦接至隔离变压器T的副边绕组的第一端，第二整流管D2的阳极耦接至副边绕组的第二端。输出电容C_OUT具有第一端和第二端，其中第一端耦接至第一整流二极管D1的阴极和第二整流二极管D2的阴极且提供输出电压V_OUT，第二端耦接至副边参考地。

软启动电路702包括软启动晶体管M_SS、软启动电阻R_SS、软启动电容C_SS、软启动误差放大器EA_SS以及包括放电晶体管M_DIS和放电电流源CS_SS的放电电路。软启动晶体管M_SS具有第一端、第二端和控制端。软启动电阻R_SS具有第一端和第二端，其中，第一端耦接至软启动晶体管M_SS的第二端。软启动电容C_SS具有第一端和第二端，其中，第一端耦接至软启动电阻R_SS的第二端，第二端耦接至原边参考地，软启动电容C_SS两端具有软启动电压V_SS。放电电路耦接于软启动电容C_SS的第一端和第二端之间，其包括串联耦接的放电晶体管M_DIS和放电电流源CS_SS。放电晶体管M_DIS还接收信号并可在所接收信号的控制下导通，从而使放电电路形成电流通路，放电电流源CS_SS对软启动电容C_SS放电，其中，放电的速率与放电电流源CS_SS所提供的放电电流有关。软启动误差放大器EA_SS具有第一输入端、第二输入端和输出端，其中，第一输入端接收软启动参考电压V_{SS_REF}，第二输入端耦接至软启动晶体管M_SS和软启动电阻R_SS的公共端，输出端耦接至软启动晶体管M_SS 的控制端。这样，软启动电路702在软启动晶体管M_SS的第一端产生软启动电流I_SS。作为一个方面，软启动电路702在谐振变换器700启动时，提供软启动电流I_SS至下游电路，以使得系统在一个较高的工作频率下启动。更加具体地，随着软启动时间的增加，软启动电压V_SS逐渐增大，而软启动电流I_SS逐渐减小。在软启动结束时，软启动电压V_SS约等于软启动参考电压V_{SS_REF}，而软启动电流I_SS降至零。

在一个实施例中，软启动电阻R_SS和软启动电容C_SS作为单独的一个模块连接在电路的外部。例如，在一个集成电路控制芯片中，集成电路控制芯片包括软启动晶体管M_DIS、软启动误差放大器EA_SS、放电晶体管M_DIS和放电电流源CS_SS，而软启动电阻R_SS和软启动电容C_SS连接在集成电路控制芯片的外部。

频率控制电路703接收软启动电流I_SS和表征输出电压V_OUT的反馈信号V_FB，并根据软启动电流I_SS和反馈信号V_FB产生互补且占空比恒为0.5的高侧控制信号CTRL1和低侧控制信号CTRL2以分别控制高侧开关M1和低侧开关M2的导通与关断。具体地，如图7所示，频率控制电路703包括受控电流源CS、频率设定电容C_SET、比较电路CMP和逻辑驱动电路LOG。受控电流源CS具有第一端、第二端和控制端，其中，第一端耦接至软启动电路702中软启动晶体管M_SS的第一端，第二端耦接至原边参考地，且控制端接收反馈信号V_FB，并根据反馈信号V_FB产生从第一端流向第二端的受控电流I_CS。如图7所示，受控电流I_CS与软启动电流I_SS叠加在一起，形成频率设定电流I_SET。在一个实施例中，反馈信号V_FB对受控电流I_CS的控制可通过光耦器件实现。

频率设定电容C_SET具有第一端和第二端，其中，第一端流过频率设定电流I_SET，且第二端耦接至原边参考地。在高侧开关导通时，频率设定电流 I_SET对频率设定电容C_SET充电，在低侧开关导通时，频率设定电流I_SET对频率设定电容C_SET放电，从而，频率设定电容C_SET根据频率设定电流I_SET在两端产生频率设定电压V_SET。更加具体地，频率控制电路703还包括充电电流源CS_CH、频设充电开关M_FCH、放电电流源CS_DIS和频设放电开关M_FDIS，频率设定电容C_SET的充放电过程及频率设定电压V_SET的产生可通过如图7所示的充电电流源CS_CH、频设充电开关M_FCH、放电电流源CS_DIS和频设放电开关M_FDIS完成。频设充电开关M_FCH和充电电流源CS_CH串联耦接，以控制充电电流源CS_CH根据高侧控制信号CTRL2对频率设定电容C_SET充电。频设放电开关M_FDIS和放电电流源CS_DIS串联耦接，以控制放电电流源CS_DIS根据高侧控制信号CTRL2对频率设定电容C_SET放电，频率设定电容C_SET两端据而产生频率设定电压V_SET。在图7所示实施例中，频设充电开关M_FCH和频设放电开关M_FDIS均利用晶体管实现，其中频设充电开关M_FCH采用P型晶体管，频设放电开关M_FDIS采用N型晶体管。频设充电开关M_FCH具有第一端、第二端和控制端，其中，第一端接收电源电压V_CC，控制端接收高侧控制信号CTRL2。充电电流源CS_CH具有第一端和第二端，其中，第一端耦接至频设充电开关M_FCH的第二端。放电电流源CS_DIS具有第一端和第二端，其中，第一端耦接至充电电流源CS_CH的第二端。频设放电开关M_FDIS具有第一端、第二端和控制端，其中，第一端耦接至放电电流源CS_DIS的第二端，第二端耦接至原边参考地，且控制端接收高侧控制信号CTRL2。在图7所示实施例中，充电电流源CS_CH和放电电流源CS_DIS均为镜像电流源，其镜像频率设定电流I_SET。频率设定电容C_SET具有第一端和第二端，其中，第一端耦接至充电电流源CS_CH和放电电流源CS_DIS的公共端且提供频率设定电压V_SET。在一个实施例中，频率设定电容C_SET可以作为单独的一个模块连接在整个频率控制电路703的外部。

比较电路CMP具有第一输入端、第二输入端、第三输入端和输出端，其中，比较电路CMP的第一输入端耦接至频率设定电容C_SET的第一端以接收频率设定电压V_SET，比较电路CMP的第二输入端和第三输入端分别接收上限阈值信号V_H和下限阈值信号V_L，比较电路CMP将频率设定电压V_SET与上限阈值信号V_H和下限阈值信号V_L进行比较并根据比较结果在输出端产生比较信号S_CMP。

逻辑电路LOG具有输入端和第一输出端以及第二输出端，其中，输入端耦接至比较电路CMP的输出端以接收比较信号S_CMP，逻辑电路依据比较信号S_CMP在第一输出端和第二输出端产生互补且占空比恒为0.5的高侧控制信号CTRL1和低侧控制信号CTRL2以分别控制谐振开关电路701中的高侧开关M1和低侧开关M2的导通与关断。

当谐振变换器700的输入电压V_IN或负载变化时，受控电流I_CS的大小相应地发生变化，因而频率设定电流I_SET继而频率设定电压V_SET发生变化，谐振变换器700的频率得到调节，从而使得输出电压V_OUT维持在预设值。例如，当谐振变换器700的负载加重时，输出电压V_OUT被拉低。相应地，反馈信号V_FB变小，而此时，根据图7所示的谐振变换器700，受控电流I_CS亦变小，频率设定电流I_SET继而频率设定电压V_SET变小，进而降低谐振变换器700的工作频率，使得输出电压V_OUT增大回到预设值。

过流保护电路704包括暂态保护比较电路CMP1、关机保护比较电路CMP2和使能比较电路EN。暂态保护比较电路CMP1具有第一输入端(例如反相输入端-)、第二输入端(例如同相输入端+)和输出端，其中，第一输入端接收第一阈值信号V_TH1、第二输入端接收表征谐振回路电流I_RSN的电流检测信号V_CS，暂态保护比较电路CMP1将电流检测信号V_CS与第一阈值信号V_TH1进行比较，以在输出端产生暂态保护信号S_TRT以提供给软启动电路 702中放电晶体管M_DIS的控制端。使能比较电路EN具有第一输入端(例如反相输入端-)、第二输入端(例如同相输入端+)和输出端，其中，第一输入端耦接至软启动电路702中软启动电容C_SS的第一端以接收软启动电压V_SS、第二输入端接收使能参考电压V_EN，使能比较电路EN将软启动电压V_SS与使能参考电压V_EN进行比较，以在输出端产生使能比较信号S_EN。关机保护比较电路CMP2具有第一输入端(例如同相输入端+)、第二输入端(例如反相输入端-)、使能端和输出端，其中，第一输入端接收电流检测信号V_CS、第二输入端接收第二阈值信号V_TH1，使能端耦接至使能比较电路EN的输出端以接收使能信号S_EN，当使能比较电路EN使能关机保护比较电路CMP2时，即使能信号S_EN为有效状态时，关机保护比较电路CMP2将电流检测信号V_CS与第二阈值信号V_TH2进行比较，以在输出端产生关机保护信号S_SHT。在图7所示实施例中，第一阈值信号V_TH1小于第二阈值信号V_TH2；而使能参考电压V_EN小于软启动参考电压V_{SS_REF}，例如，在一个实施例中，软启动参考电压V_{SS_REF}为2V，而使能参考电压V_EN为1.75V。

过流保护电路702对谐振变换器700的过流保护工作原理和图2中过流保护电路202对谐振变换器200的过流保护工作原理类似，此处不再累述。

利用图7实施例提出的过流保护电路，一方面能够防止在浪涌测试时误触发关机过流保护功能，另一方面，能够提供正常工作情形下的过流保护功能。

在图7所示实施例中，谐振变换器700还可以包括与谐振电容CS并联耦接的电流检测电路705以用于产生电流检测信号V_CS。电流检测电路705包括串联耦接的检测电阻R_CS和检测电容C_CS。更加具体地，检测电容C_CS具有第一端和第二端，其中，第一端耦接至谐振电容CS的第一端。检测电阻 R_CS具有第一端和第二端，其中，第一端耦接至检测电容C_CS的第二端以形成公共端以提供电流检测信号V_CS，第二端耦接至原边参考地。

图8示出依据本发明一个实施例的用于谐振变换器的具有防误触发功能的过流保护方法800。谐振变换器包括软启动电路，其提供软启动电压。谐振变换器还包括谐振电容，谐振电容中流过谐振回路电流。如图中800所示，该过流保护方法800包括步骤810～870。在步骤810中，启动过流保护方法800。接下来，在步骤820中，判断谐振回路电流是否达到第一预设值。若谐振回路电流未达到第一预设值，则一直重复步骤820，持续地判断谐振回路电流与第一预设值的大小关系。若谐振回路电流达到第一预设值，则进入步骤830，降低软启动电压。在一个实施例中，软启动电压以预设速率降低。在步骤840中，判断软启动电压在预设时间内是否达到使能参考电压。若软启动电压未达到使能参考电压，则进入步骤870，过流保护操作结束，不会对谐振变换器提供关机过流保护。若软启动电压达到使能参考电压，则进行步骤850，判断谐振回路电流是否达到第二预设值，其中，第二预设值大于第一预设值。若谐振回路电流未达到第二预设值，则进行步骤870，过流保护操作结束，不会对谐振变换器提供关机过流保护。若谐振回路电流达到第二预设值，则进行步骤860，对谐振变换器提供关机过流保护。在一个实施例中，判断谐振回路电流是否达到第一预设值可通过判断表征谐振回路电流的电流检测信号与表征第一预设值的第一阈值信号进行；判断谐振回路电流是否达到第二预设值可通过判断电流检测信号与表征第二预设值的第二阈值信号进行。例如，电流检测信号可以是图7所示实施例中的电流检测信号V_CS，而第一阈值信号可以是V_TH1，第二阈值信号可以是V_TH2。在一个实施例中，软启动电路还提供随软启动电压反向变化的软启动电流，谐振变换器部分地根据软启动电流将接收的输入电压转换为输出电压。

这样，在浪涌测试时，由于浪涌脉冲的存在，虽然谐振回路电流会达到第一预设值从而启动步骤830，降低软启动电压。然而，由于浪涌脉冲持续时间很短，软启动电压下降较少，不会达到使能参考电压，不会启动关机过流保护操作。

而当谐振变换器在工作时，若出现过流情形，则谐振回路电流会逐渐增大，谐振回路电流首先会达到第一预设值，从而使得软启动电压降低。然后，由于过流情形会持续一段时间，足以使得软启动电压下降至使能参考电压，从而过流保护方法进行步骤850，判断谐振回路电流是否达到第二预设值。若谐振回路电流未达到第二预设值，此时，过流情形为暂态过流，谐振回路电流不会过大；而且，由于软启动电流与软启动电压呈反向变化，软启动电流会相应地增大，从而增大系统频率，使谐振回路电流不至于增大得过快。若过流检测信号达到第二预设值，此时，出现关机过流情形，因而进入步骤860，启动关机过流保护操作，使谐振变换器关机，系统停止工作。

可见，利用图8实施例提出的过流保护电路，一方面能够防止谐振变换器在浪涌测试时误触发关机过流保护功能，另一方面，能够提供谐振变换器在正常工作情形下的关机过流保护功能，再一方面，在谐振变换器出现暂态过流时，还可缓解过流情形。

虽然已参照几个典型实施例描述了本发明，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本发明能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或实质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。