功率因数校正变换器均值电流控制方法及其装置与流程

本发明涉及功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)变换器的控制方法及实现装置，属于电力电子设备领域，具体为一种PFC变换器均值电流控制方法及其装置。

背景技术：

随着电力电子技术的发展，电力电子装置的运用越来越广泛。电力电子装置包含有各类非线性器件和储能器件，将其直接接入公共电网使用时，会使电网电流产生畸变，即在电网中注入了大量谐波，严重地影响了电网供电质量和其他用电设备的正常工作运行，甚至会造成用电设备的损坏。

为了保证公共电网的正常供电，需要使用PFC技术，即使用滤波器。滤波器可以分为无源滤波器和有源滤波器，无源滤波器具有结构简单、成本低、可靠性高和EMI小等优点，但它的尺寸和重量大，工作性能受工作频率变化、负载变化和输入电压变化的影响。有源滤波器的功率因数校正性能好，其功率因数可以到达90％以上，使输入电流接近正弦。有源滤波器可以在较宽的输入电压范围和宽频带下工作，并且其体积和重量小，能稳定输出电压值。因此，有源PFC技术在工业中得到了广泛的应用。

传统的有源PFC变换器的控制方法分为变频控制和定频控制，变频控制主要为电流滞环控制；定频控制主要有峰值电流控制和平均电流控制。电流滞环控制PFC变换器的功率因数高，响应速度快，但是工作频率不固定，输出滤波器难于设计；峰值电流控制PFC变换器的功率因数较低，无法满足总谐波畸变(Total Harmonic Distortion，THD)的要求，并且该控制方法对噪声相当敏感；平均电流控制PFC变换器具有较高的功率因数和很小的THD，对噪声不敏感，并且可以适用于电感电流连续导电模式(continuous conduction mode,CCM)和断续导电模式(discontinuous conduction mode,DCM)。然而，平均电流控制使用了两个PI补偿器，因此平均电流控制的瞬态响应速度较慢。其中，外环PI补偿器用于调节输出电压，使之稳定；内环PI补偿器用于使电感电流跟随参考值；用其他方法替代内环PI补偿器，能有效地提高瞬态响应速度。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种PFC变换器均值电流控制方法及其装置，使之同时具有较高的功率因数(Power Factor,PF)值、较快的瞬态响应速度和较高的效率，适用于各类基本的PFC变换器拓扑。

本发明实现其发明目的所采用的技术方案如下：

一种功率因数校正变换器均值电流控制方法，在每个开关周期开始时刻，检测整流桥的输出电压和输出电流以及所述功率因数校正变换器的输出电压，分别得到信号V_s、I_n和V_n；将V_s送入放大器得到信号V_c，将V_n和电压基准值V_ref送入补偿器得到信号V_e，将V_c和V_e送入乘法器得到信号I_c；将I_n、V_s、I_c和V_n送入第一占空比生成器得到信号d_x1和d_x2，将d_x1和d_x2送入第一脉宽调制器得到信号V_P1；将I_n、V_s、I_c和V_n送入第二占空比生成器得到信号d_y1和d_y2，将d_y1和d_y2送入第二脉宽调制器得到信号V_P2；将I_n、V_s、I_c和V_n送入判断器得到信号V_j；将V_P1、V_P2和V_j送入选择器得到信号V_P，用以控制所述功率因数校正变换器开关管的导通与关断。

进一步地，所述将I_n、V_s、I_c和V_n送入第一占空比生成器得到信号d_x1和d_x2的方法是，根据当前开关周期结束时的电感电流值等于I_c以及d_x1等于d_x2，第一占空比生成器计算d_x1和d_x2，d_x1＝d_x2＝0.5[K₁+K₂(I_c-I_n)]；所述将I_n、V_s、I_c和V_n送入第二占空比生成器得到信号d_y1和d_y2的方法是，根据当前开关周期结束时的电感电流值等于I_c以及当前开关周期内电感电流的平均值等于I_c，第二占空比生成器计算d_y1和d_y2，d_y1＝K₃I_n+(K₄I_n²+K₅I_c²+K₆I_c)^1/2,d_y2＝K₇I_c；其中K₁、K₂、K₃、K₄、K₅、K₆和K₇是与信号V_n、V_s以及所述功率因数校正变换器的电感电流纹波相关的系数。

一种功率因数校正变换器均值电流控制装置，包括电流检测电路IS、第一电压检测电路VS1、第二电压检测电路VS2、补偿器EC、放大器GA、乘法器MUL、第一占空比生成器DG1、第二占空比生成器DG2、第一脉宽调制器DP1、第二脉宽调制器DP2、判断器JU和选择器CH；第一电压检测电路VS1、放大器GA、乘法器MUL依次相连；第二电压检测电路VS2、补偿器EC、乘法器MUL依次相连；电流检测电路IS与第一占空比生成器DG1、判断器JU、第二占空比生成器DG2分别相连；第一电压检测电路VS1与第一占空比生成器DG1、判断器JU、第二占空比生成器DG2分别相连；第二电压检测电路VS2与第一占空比生成器DG1、判断器JU、第二占空比生成器DG2分别相连；乘法器MUL与第一占空比生成器DG1、判断器JU、第二占空比生成器DG2分别相连；第一占空比生成器DG1、第一脉宽调制器DP1、选择器CH依次相连；判断器JU与选择器CH相连；第二占空比生成器DG2、第二脉宽调制器DP2、选择器CH依次相连。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

一、与传统平均电流控制的PFC变换器相比，本发明的PFC变换器在每个开关周期开始时，计算该周期的电感电流平均值，并通过控制开关管导通与关断的方式实现对平均值的跟踪，提高了PFC变换器的PF值。

二、与传统平均电流控制的PFC变换器相比，本发明的PFC变换器在负载发生变化时，根据占空比算法有效地调整了每个开关周期内开关管导通与关断的时间，使电感电流值快速跟随平均值，提高了PFC变换器的负载瞬态性能。

三、与传统平均电流控制的PFC变换器相比，本发明的PFC变换器在输入电压过零时，减小了电感电流的畸变，从而减少了损耗，提高了PFC变换器的效率。

附图说明

图1为本发明实施例一方法的信号流程框图。

图2为本发明实施例一的电路结构框图。

图3a为本发明实施例一的第一脉宽调制器DP1算法示意图。

图3b为本发明实施例一的第二脉宽调制器DP2算法示意图。

图4为本发明实施例一PFC变换器稳态工作时的输入电压V_in和输入电流I_in的时域仿真波形图。

图5为分别采用本发明和传统平均电流控制的PFC变换器随负载电阻变化时的PF值曲线图。

图6为分别采用本发明和传统平均电流控制的PFC变换器随输入电压幅值变化时的PF值曲线图。

图7a为本发明实施例一PFC变换器在负载电阻由100Ω跳变到400Ω时输出电压瞬态时域仿真波形图。

图7b为采用传统平均电流控制的PFC变换器在负载电阻由100Ω跳变到400Ω时输出电压瞬态时域仿真波形图。

图8a为本发明实施例一PFC变换器在负载电阻由500Ω跳变到400Ω时输出电压瞬态时域仿真波形图。

图8b为采用传统平均电流控制的PFC变换器在负载电阻由500Ω跳变到400Ω时输出电压瞬态时域仿真波形图。

图9为分别采用本发明和传统平均电流控制的PFC变换器随负载变化时的效率曲线图。

图10为本发明实施例二的电路结构图。

具体实施方式

下面通过具体的实例并结合附图对本发明做进一步详细的描述。

实施例一

图1示出，本发明的一种具体实施方式为：PFC变换器均值电流控制方法及其装置，包括电流检测电路IS、第一电压检测电路VS1、第二电压检测电路VS2、补偿器EC、放大器GA、乘法器MUL、第一占空比生成器DG1、第二占空比生成器DG2、第一脉宽调制器DP1、第二脉宽调制器DP2、判断器JU和选择器CH组成；电流检测电路IS用于获得整流桥的输出电流信息I_n，第一电压检测电路VS1用于获得整流桥的输出电压信息V_s、第二电压检测电路VS2用于获取变换器TD输出电压信息V_n，补偿器EC用于生成误差信号V_e，判断器JU用于生成选择信号V_j，判断电路工作在CCM或者DCM，第一占空比生成器DG1用于产生CCM占空比信号d_x1和d_x2，第二占空比生成器DG2用于产生DCM占空比信号d_y1和d_y2，第一脉宽调制器DP1用于产生CCM的控制时序V_P1；第二脉宽调制器DP2用于产生DCM的控制时序V_P2，选择器CH用于选择CCM或者DCM的控制时序，并输出控制信号V_P，控制PFC变换器TD开关管的导通和关断。

其工作过程为，将V_n和预设的基准电压V_ref送入补偿器EC用于生成误差信号V_e；放大器GA用于放缩整流桥输出电压信号V_s，得到整流桥输出电压参考信号V_c；将V_c和V_e送入乘法器得到电感电流平均值参考信号I_c，用于占空比信号d_x1和d_x2、d_y1和d_y2的计算以及选择信号V_j的计算；第一占空比生成器DG1用于产生第一脉宽调制器DP1计算所需的占空比信号d_x1和d_x2，d_x1＝d_x2＝0.5[K₁+K₂(I_c-I_n)]；第二占空比生成器DG2用于产生第二脉宽调制器DP2计算所需的占空比信号d_y1和d_y2，d_y1＝K₃I_n+(K₄I_n²+K₅I_c²+K₆I_c)^1/2,d_y2＝K₇I_c；判断器JU用于生成选择信号V_j，判断电路工作在CCM或者DCM，当V_j＝1时，电路工作在CCM，当V_j＝0时，电路工作在DCM；其中K₁、K₂、K₃、K₄、K₅、K₆和K₇是与信号V_n、V_s以及所述功率因数校正变换器的电感电流纹波相关的系数。第一脉宽调制器DP1用于产生CCM时变换器TD开关管导通和关断的控制时序V_P1；第二脉宽调制器DP2用于产生DCM时变换器TD开关管导通和关断的控制时序V_P2；选择器CH用于根据选择信号V_j选择控制时序V_P1或V_P2，并产生控制信号V_P。

上述K₁、K₂、K₃、K₄、K₅、K₆和K₇的具体表达式如下：其中T_s为开关周期，m₁和m₂分别为电感电流变化的上升斜率和下降斜率，即：

图2示出，本例的PFC变换器均值电流控制的实现装置，由变换器TD和控制装置组成。

本例的装置其工作过程和原理是：

在每个开关周期开始时，检测变换器TD整流桥的输出电压和输出电流以及变换器TD的输出电压，得到信号V_s、I_n和V_n；将V_s经过放大器得到V_c，将V_n和V_ref经过补偿器得到误差信号V_e,将V_c和V_e经过乘法器得到信号I_c；将I_n、V_s、I_c和V_n送入第一占空比生成器得到信号d_x1和d_x2，将d_x1和d_x2送入第一脉宽调制器得到信号V_P1；将I_n、V_s、I_c和V_n送入第二占空比生成器得到信号d_y1和d_y2，将d_y1和d_y2送入第二脉宽调制器得到信号V_P2；将I_n、V_s、I_c和V_n送入判断器得到信号V_j；将V_P1、V_P2和V_j送入选择器得到信号V_P，控制功率因数校正变换器开关管的导通与关断。

图3a为占空比d_x1和d_x2生成示意图,第一占空比生成器DG1的工作原理为：每个开关周期开始时，计算占空比d_x1和d_x2，计算条件为：①当前开关周期结束时的电感电流值等于I_c，②两段占空比相等。计算得到占空比d_x1＝d_x2＝0.5[K₁+K₂(I_c-I_n)],其中K₁和K₂为两个与信号V_n、V_s以及电感电流纹波相关的系数。图3b为占空比d_y1和d_y2生成示意图，第二占空比生成器DG2的工作原理为：每个开关周期开始时，计算占空比d_y1和d_y2，计算条件为：①当前开关周期结束时的电感电流值等于I_c，②当前开关周期内电感电流的平均值等于I_c。计算得到占空比d_y1＝K₃I_n+(K₄I_n²+K₅I_c²+K₆I_c)^1/2,d_y2＝K₇I_c，其中K₃、K₄、K₅、K₆和K₇是与信号V_n、V_s以及电感电流纹波相关的系数。

本例的变换器TD为Boost PFC变换器。

用PSIM仿真软件对本例的方法进行时域仿真分析，结果如下。

图4为本发明实施例一PFC变换器稳态工作时的输入电压V_in和输入电流I_in的时域仿真波形图。此时输入电流波形接近正弦，并与输入电压没有相位差，实现了功率因数校正的功能。仿真条件：输入电压V_in是幅值为200V、频率为50Hz的交流电压，参考电压V_ref＝4V(对应输出电压400V)、电感L＝200μH、电容C＝470μF(其等效串联电阻为1mΩ)、负载电阻R＝100Ω、开关周期T_s＝20μs，补偿器参数为K_P＝0.1、K_I＝5。

图5为分别采用本发明和传统平均电流控制的PFC变换器随负载变化时的PF值曲线图。仿真条件与图4相同，负载电阻的变化范围为50Ω～500Ω。在负载电阻较大时，两种控制方法下PFC变换器具有相似的PF值。当负载电阻大于200Ω时，随着负载电阻的增大，两种控制方法下PFC变换器的PF值均减小；当负载电阻小于200Ω时，随着负载电阻的减小，传统平均电流控制PFC变换器的PF值减小，而本发明的PF值增加。在负载电阻变化范围内，本发明的PF值均高于99％。因此采用本发明的PFC变换器在不同负载下均有良好的PF值。

图6为分别采用本发明和传统平均电流控制的PFC变换器随输入电压幅值变化时的PF值曲线图。仿真条件与图4相同，输入电压幅值变化范围为180V～250V。随着输入电压幅值的减小时，两种控制下PFC变换器的PF值均减小，但是本发明的PF值均高于传统平均电流控制PFC变换器的PF值，并保持在99.5％以上。故本发明在不同输入电压幅值下具有良好的功率因数校正功能。

图7a和图7b分别为本发明、传统平均电流控制的PFC变换器在负载电阻由100Ω跳变到400Ω时输出电压瞬态时域仿真波形图，变换器仿真条件与图4相同。此时，变换器工作模式由CCM变化为DCM。图7可知，负载变化后，两种控制方法均能使电压稳定在400V，传统平均电流控制PFC变换器经过0.22s的时间恢复到400V；采用本发明的PFC变换器经过0.1s的时间恢复到400V，并且本发明的输出电压峰值波动小于传统平均电流控制，由此可知本发明拥有更快的负载瞬态响应速度。

图8a和图8b分别为本发明、传统平均电流控制的PFC变换器在负载电阻由500Ω跳变到400Ω时输出电压瞬态时域仿真波形图，变换器仿真条件与图4相同。此时，变换器均工作在DCM。由图8可知，本发明的调节时间为0.8s，传统平均电流控制的调节时间为1.3s。本发明的输出电压谷值波动约为4V，传统平均电流控制的输出电压谷值波动约为7V。对比可知，PFC变换器工作在DCM时，本发明具有更好的负载瞬态性能。

图9为分别采用本发明和传统平均电流控制的PFC变换器随负载变化时的效率曲线图。变换器仿真条件与图4相同，负载电阻的变化范围为50Ω～500Ω。随着负载电阻的增加，两种控制下PFC变换器的效率均减小。在整个负载变化中，相比于传统平均电流控制，本发明具有更高的效率，并且效率均高于90％。由此可知，采用本发明的PFC变换器拥有较高的工作效率。

实施例二

如图10所示，本例与实施例一基本相同，不同之处是：本例控制的变换器TD为Buck-boost PFC变换器。

本发明除可用于以上实施例中的PFC变换器外，也可用于反激PFC变换器、半桥PFC变换器、全桥PFC变换器等PFC变换器拓扑中。