一种多相谐振变换器及其均流方法与流程

本发明涉及电力电子技术领域，特别涉及一种多相谐振变换器及其均流方法。

背景技术：

随着电力电子技术的不断发展，对电源提出了越来越高的要求，高效率、高功率密度成为电源发展的趋势。其中，普通谐振变换器以其原边电路中的原边开关晶体管可以实现零电压开关(Zero Voltage Switching，ZVS)开通，副边整流电路中的副边同步整流晶体管可以实现ZVS开通、零电流开关(Zero Current Switching，ZCS)关断被广泛应用于电源中。现有的普通谐振变换器如图1所示，包括：原边电路1、谐振槽电路2、变压器电路3、副边整流电路4、滤波电容C以及负载R。其中，原边电路1包括：开关晶体管Q1和开关晶体管Q2；谐振槽电路2包括：电容Cr和谐振电感Lr；变压器电路3包括：励磁电感Lm组成的变压器T；副边整流电路4包括：开关晶体管S1、开关晶体管S2、开关晶体管S3以及开关晶体管S4，并且副边整流电路4的输出端与滤波电容C以及负载R相连。

现有的多相谐振变换器包括多个上述普通谐振变换器，且一般需要使每一相普通谐振变换器均流工作。并且为了抑制输出电流纹波，一般使各个普通谐振变换器采用交错并联的方式。现有技术中两相交错式谐振变换器通常采用的均流方法包括：(1)采用器件筛选匹配的方式使两相交错式谐振变换器中的谐振槽电路中的元件的参数尽量保持一致，从而使交错并联的两相普通谐振变换器均流工作；(2)通过在变压器电压输出侧增加一个差模电感，使交错并联的两相普通谐振变换器均流工作。其中，采用第一种方法时，在大批量生产制备时，各个元件的参数一致性匹配比较困难，应用价值不高，并且仿真模拟时当元件的参数相差5％时，可能会导致两相普通谐振变换器的均流度较差。采用第二种方法时，由于引入了差模电感，使得两相交错式谐振变换器引入了额外的功耗，并且差模电感的电感量存在边际效应递减规律，即电感量达到一定值后，继续增加电感量，已经不会使其均流度提高，另外差模电感的引入还可能使原边电流出现畸变，导致高次谐波增大，使得变压器电路中的绕组带来额外损耗。

因此，提供一种简单的均流调节方法以使多相谐振变换器实现均流工作的目的是本领域技术人员亟待解决的问题。

技术实现要素：

本发明实施例提供一种多相谐振变换器及其均流方法，用以通过简单的均流调节方法使多相谐振变换器实现均流工作的目的。

因此，本发明实施例提供了一种多相谐振变换器，包括：电流检测模块、判断调整模块以及并联连接的多个支路；其中，各所述支路包括：普通谐振变换器与电压可调的交流直流转换模块；

各所述交流直流转换模块，用于分别向同一所述支路中的普通谐振变换器输入直流母线电压；

所述电流检测模块，用于检测各所述支路中的当前电流值；

所述判断调整模块，用于在根据检测到的各所述当前电流值计算得到任意两个所述当前电流值的比值之后，若判断至少一个所述比值不在预设均流范围内，则根据预设规则调整至少一个直流母线电压，并再次控制各所述交流直流转换模块分别向同一所述支路中的普通谐振变换器输入直流母线电压，控制所述电流检测模块检测各所述支路中的当前电流值，直至在根据检测到的各所述当前电流值计算得到任意两个所述当前电流值的比值之后，判断所有比值均在所述预设均流范围内为止；

各所述普通谐振变换器，用于接收同一所述支路中交流直流转换模块输出的直流母线电压并向同一负载输出调整后的直流电压。

优选地，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，还包括：连接于所述判断调整模块与所述电流检测模块之间的第一信号线以及分别连接于各所述交流直流转换模块与所述判断调整模块之间的第二信号线；

所述判断调整模块具体用于减小所有当前电流值中最大电流值所在支路的直流母线电压；或者，

增大所有当前电流值中最小电流值所在支路的直流母线电压；或者，

减小所有当前电流值中最大电流值所在支路的直流母线电压，并且增大所有当前电流值中最小电流值所在支路的直流母线电压。

优选地，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，还包括：分别连接于各所述普通谐振变换器中相同的预设位置与所述电流检测模块之间的第三信号线；

所述电流检测模块具体用于检测各所述第三信号线连接的预设位置处的当前电流值。

优选地，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，各所述普通谐振变换器包括：原边电路、谐振槽电路、变压器电路、以及副边整流电路；其中，

所述预设位置为所述原边电路；或者，

所述预设位置为所述谐振槽电路；或者，

所述预设位置为所述变压器电路；或者，

所述预设位置为所述副边整流电路的输出端。

优选地，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，所述交流直流转换模块包括：功率因数校正电路；其中，

所述功率因数校正电路的输入端与交流电源端相连，所述功率因数校正电路的输出端与普通谐振变换器的直流输入端相连；所述功率因数校正电路用于将所述交流电源端的交流电压转换为同一所述支路中的普通谐振变换器的直流母线电压，并向同一所述支路中的普通谐振变换器输入直流母线电压。

优选地，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，各所述普通谐振变换器采用交错并联方式连接。

优选地，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，所述多相谐振变换器包括交错并联的两个普通谐振变换器，且所述多相谐振变换器为两相交错式谐振变换器；或者，

所述多相谐振变换器包括交错并联的三个普通谐振变换器，且所述多相谐振变换器为三相交错式谐振变换器。

相应地，本发明实施例还提供了一种本发明实施例提供的上述任一种多相谐振变换器的均流方法，包括：

各所述交流直流转换模块分别向同一所述支路中的普通谐振变换器输入直流母线电压；

所述电流检测模块检测各所述支路中的当前电流值；

所述判断调整模块在根据检测到的各所述当前电流值计算得到任意两个所述当前电流值的比值之后，若判断至少一个所述比值不在预设均流范围内，则根据预设规则调整至少一个直流母线电压，并再次控制各所述交流直流转换模块分别向同一所述支路中的普通谐振变换器输入直流母线电压，控制所述电流检测模块检测各所述支路中的当前电流值，直至在根据检测到的各所述当前电流值计算得到任意两个所述当前电流值的比值之后，判断所有比值均在所述预设均流范围内为止。

优选地，在本发明实施例提供的上述均流方法中，所述根据预设规则调整至少一个直流母线电压，具体包括：

减小所有当前电流值中最大电流值所在支路的直流母线电压；或者，

增大所有当前电流值中最小电流值所在支路的直流母线电压；或者，

减小所有当前电流值中最大电流值所在支路的直流母线电压，并且增大所有当前电流值中最小电流值所在支路的直流母线电压。

本发明有益效果如下：

本发明实施例提供的多相谐振变换器及其均流方法，包括：电流检测模块、判断调整模块以及并联连接的多个支路；其中，各所述支路包括：普通谐振变换器与电压可调的交流直流转换模块；通过上述各个模块的相互配合，通过分别向各支路的普通谐振变换器输入相互独立的直流母线电压，通过检测各支路中的当前电流，以及在根据检测到的各当前电流值计算得到任意两个当前电流值的比值后，若判断至少一个比值不在预设均流范围内，则通过调节至少一个支路中的交流直流转换模块输出的直流母线电压，直至确定所有比值均在预设均流范围内停止，从而可以使多相谐振变换器实现均流调节功能，使各普通谐振变换器达到均流工作的目的。

附图说明

图1为现有技术中的普通谐振变换器的结构示意图；

图2a为本发明实施例提供的多相谐振变换器的结构示意图之一；

图2b为本发明实施例提供的多相谐振变换器的结构示意图之二；

图3a为图2a所示的多相谐振变换器的具体结构示意图之一；

图3b为图2a所示的多相谐振变换器的具体结构示意图之二；

图3c为图2a所示的多相谐振变换器的具体结构示意图之三；

图3d为图2a所示的多相谐振变换器的具体结构示意图之四；

图4a为图2b所示的多相谐振变换器的具体结构示意图之一；

图4b为图2b所示的多相谐振变换器的具体结构示意图之二；

图4c为图2b所示的多相谐振变换器的具体结构示意图之三；

图4d为图2b所示的多相谐振变换器的具体结构示意图之四；

图5为本发明实施例提供的多相谐振变换器中原边电路中晶体管的驱动信号；

图6a至图6d分别为图3b所示的多相谐振变换器在调整前后的各当前电流值的仿真模拟示意图；

图6e和图6f分别为图3b所示的多相谐振变换器在调整前后输出的总电压值的仿真模拟示意图；

图6g和图6h分别为图3b所示的多相谐振变换器在调整前后输出的总电流值的仿真模拟示意图；

图7a至图7d分别为图3c所示的多相谐振变换器在调整前后的各当前电流值的仿真模拟示意图；

图7e和图7f分别为图3c所示的多相谐振变换器在调整前后输出的总电压值的仿真模拟示意图；

图7g和图7h分别为图3c所示的多相谐振变换器在调整前后输出的总电流值的仿真模拟示意图；

图8a至图8d分别为图3d所示的多相谐振变换器分别在调整前后的各当前电流值的仿真模拟示意图；

图8e和图8f分别为图3d所示的多相谐振变换器在调整前后输出的总电压值的仿真模拟示意图；

图8g和图8h分别为图3d所示的多相谐振变换器在调整前后输出的总电流值的仿真模拟示意图；

图9为本发明实施例提供的均流方法的流程图。

具体实施方式

为了使本发明的目的，技术方案和优点更加清楚，下面结合附图，对本发明实施例提供的多相谐振变换器及其均流方法的具体实施方式进行详细地说明。应当理解，下面所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。并且在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

本发明实施例提供了一种多相谐振变换器，如图2a和图2b(图2a以包括两个支路为例，即N＝2；图2b以包括三个支路为例，即N＝3)所示，包括：电流检测模块10、判断调整模块20以及并联连接的多个支路；其中，各支路包括：普通谐振变换器30_m(m＝1、2、3…N；其中N为本发明提供的多相谐振变换器包括的支路的总数)与电压可调的交流直流转换模块40_m；

各交流直流转换模块40_m，用于分别向同一支路中的普通谐振变换器30_m输入直流母线电压；

电流检测模块10，用于检测各支路中的当前电流值；

判断调整模块20，用于在根据检测到的各当前电流值计算得到任意两个当前电流值的比值之后，若判断至少一个比值不在预设均流范围内，则根据预设规则调整至少一个直流母线电压，并再次控制各交流直流转换模块40_m分别向同一支路中的普通谐振变换器30_m输入直流母线电压，控制电流检测模块10检测各支路中的当前电流值，直至在根据检测到的各当前电流值计算得到任意两个当前电流值的比值之后，判断所有比值均在预设均流范围内为止；

各普通谐振变换器30_m，用于接收同一支路中交流直流转换模块40_m输出的直流母线电压并向同一负载R0输出调整后的直流电压。

本发明实施例提供的上述多相谐振变换器，包括：电流检测模块、判断调整模块以及并联连接的多个支路；其中，各支路包括：普通谐振变换器与电压可调的交流直流转换模块；通过上述各个模块的相互配合，可以通过分别向各支路的普通谐振变换器输入相互独立的直流母线电压，通过检测各支路中的当前电流，以及在根据检测到的各当前电流值计算得到任意两个当前电流值的比值后，若判断至少一个比值不在预设均流范围内，则通过调节至少一个支路中的交流直流转换模块输出的直流母线电压，直至确定所有比值均在预设均流范围内停止，从而可以使多相谐振变换器实现均流调节功能，使各普通谐振变换器达到均流工作的目的。

在具体实施时，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，由于每个支路中的普通谐振变换器的直流母线电压均由其所在支路中的交流直流转换模块输入，因此各支路的直流母线电压相互不影响，使得在调整其中任意一个直流母线电压时，仅被调整的直流母线电压的电压值会发生变化，其余未被调整的直流母线电压的电压值不会发生变化。

在实际应用中，一般不能实现各当前电流值的完全相等，因此当其偏差在误差允许的范围内时即可说明其是相等的，使多相谐振变换器实现均流调节功能。在具体实施时，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，预设均流范围为根据经验得到的均流误差允许范围。例如，预设均流范围可以为0.900-1.100，或者0.950-1.050，或者0.980-1.020。当然，由于不同功能的多相谐振变换器要求的均流误差允许范围可能不同，因此预设均流范围需要根据实际应用环境所要求的均流误差允许范围来设计确定，在此不作限定。

在具体实施时，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，如图2a至图4d(图3a至图3d以包括两个支路为例，即N＝2；图4a至图4d以包括三个支路为例，即N＝3)所示，多相谐振变换器还可以包括：连接于判断调整模块20与电流检测模块10之间的第一信号线50以及分别连接于各交流直流转换模块40_m与判断调整模块20之间的第二信号线60_m；

判断调整模块20具体用于减小所有当前电流值中最大电流值所在支路的直流母线电压。在实际应用中，由于对输入各普通谐振变换器的直流母线电压的需求不同，因此减小后的直流母线电压需要根据实际应用环境所要求的大小来设计确定，在此不作限定。

或者，在具体实施时，如图2a至图4d所示，多相谐振变换器还可以包括：连接于判断调整模块20与电流检测模块10之间的第一信号线50以及分别连接于各交流直流转换模块40_m与判断调整模块20之间的第二信号线60_m；

判断调整模块20具体用于增大所有当前电流值中最小电流值所在支路的直流母线电压。在实际应用中，由于对输入各普通谐振变换器的直流母线电压的需求不同，因此增大后的直流母线电压需要根据实际应用环境所要求的大小来设计确定，在此不作限定。

或者，在具体实施时，如图2a至图4d所示，多相谐振变换器还可以包括：连接于判断调整模块20与电流检测模块10之间的第一信号线50以及分别连接于各交流直流转换模块40_m与判断调整模块20之间的第二信号线60_m；

判断调整模块20具体用于减小所有当前电流值中最大电流值所在支路的直流母线电压，并且增大所有当前电流值中最小电流值所在支路的直流母线电压。在实际应用中，由于对输入各普通谐振变换器的直流母线电压的需求不同，因此增大以及减小后的直流母线电压需要根据实际应用环境所要求的大小来设计确定，在此不作限定。

在具体实施时，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，如图3a至图4d所示，还包括：分别连接于各普通谐振变换器30_m中相同的预设位置与电流检测模块10之间的第三信号线70_m；

电流检测模块10具体用于检测各第三信号线70_m连接的预设位置处的当前电流值。

一般普通谐振变换器包括：原边电路、谐振槽电路、变压器电路、以及副边整流电路，在具体实施时，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，如图3a至图4d所示，各普通谐振变换器30_m具体可以包括：原边电路31_m、谐振槽电路32_m、变压器电路33_m、以及副边整流电路34_m。在具体实施时，如图3a和图4a所示，预设位置具体可以为原边电路31_m。这样检测到的当前电流值分别为对应的普通谐振变换器30_m中原边电路31_m的原边电流值。

或者，在具体实施时，如图3b和图4b所示，预设位置具体可以为谐振槽电路32_m。这样检测到的当前电流值分别为对应的普通谐振变换器30_m中谐振槽电路32_m的谐振槽电流值。

或者，在具体实施时，如图3c和图4c所示，预设位置具体可以为变压器电路33_m。这样检测到的当前电流值分别为对应的普通谐振变换器30_m中变压器电路33_m的变压器电流值。

或者，在具体实施时，图3d和图4d所示，预设位置具体可以为副边整流电路34_m的输出端。这样检测到的当前电流值分别为对应的普通谐振变换器30_m中副边整流电路34_m输出端的输出电流值。在具体实施时，预设位置的具体位置需要根据实际应用环境来设计确定，在此不作限定。

在具体实施时，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，如图3a至图4d所示，各原边电路31_m具体可以包括：开关晶体管QR1_m和开关晶体管QR2_m。由于上述各原边电路31_m的具体连接方式与现有技术相同，为本领域的普通技术人员应该理解具有的，在此不做详述，也不应作为对本发明的限制。

在具体实施时，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，如图3a至图4d所示，各谐振槽电路32_m具体可以包括：电容Cr_m和谐振电感Lr_m。由于上述各谐振槽电路32_m的具体连接方式与现有技术相同，为本领域的普通技术人员应该理解具有的，在此不做详述，也不应作为对本发明的限制。

在具体实施时，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，如图3a至图4d所示，各变压器电路33_m具体可以包括：由励磁电感L_m构成的变压器T_m。由于上述各变压器电路33_m的具体连接方式与现有技术相同，为本领域的普通技术人员应该理解具有的，在此不做详述，也不应作为对本发明的限制。

在具体实施时，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，如图3a至图4d所示，各副边整流电路34_m具体可以包括：开关晶体管SR1_m、开关晶体管SR2_m、开关晶体管SR3_m、开关晶体管SR4_m。这样副边整流电路34_m可以为同步整流网络。当然，副边整流电路也可以包括多个二极管，这样可以组成的二极管整流网络。或者，在具体实施时，副边整流电路还可以为桥式整流网络；或者副边整流电路还可以为全波整流网络；或者副边整流电路还可以为半波整流网络，在此不作限定。由于上述各整流网络与现有技术相同，为本领域的普通技术人员应该理解具有的，在此不做赘述，也不应作为对本发明的限制。当然，整流电路也可以为其它能够实现本发明功能的结构，在此不作限定。

在具体实施时，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，如图3a至图4d所示，多相谐振变换器还可以包括滤波电容C0和负载R0，各副边整流电路34_m的输出端分别连接于同一个负载R0。由于上述滤波电容C0和负载R0的具体连接方式与现有技术相同，为本领域的普通技术人员应该理解具有的，在此不做详述，也不应作为对本发明的限制。

在具体实施时，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，交流直流转换模块具体可以包括：功率因数校正电路；其中，

功率因数校正电路的输入端与交流电源端相连，功率因数校正电路的输出端与普通谐振变换器的直流输入端相连；功率因数校正电路用于将交流电源端的交流电压转换为同一支路中的普通谐振变换器的直流母线电压，并向同一支路中的普通谐振变换器输入直流母线电压。其中，该功率因数校正电路的具体结构与现有技术相同，为本领域的普通技术人员应该理解具有的，在此不做赘述，也不应作为对本发明的限制。

为了使制作工艺统一，在具体实施时，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，各功率因数校正电路的具体结构相同。

在具体实施时，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，各功率因数校正电路的连接方式为交错并联连接方式，此时，各个功率因数校正电路中的晶体管的工作频率相同，并且固定相位差为这样在调整功率因数校正电路输出的直流母线电压时，可以不影响多相谐振变换器的具体结构，也不影响其输出电流纹波相互抵消作用。

在具体实施时，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，各功率因数校正电路的连接方式可以为交错并联连接方式。当然，各功率因数校正电路的连接方式也可以为其它可以实现本发明功能的连接方式。在实际应用中，多相谐振变换器中各功率因数校正电路的连接方式需要根据实际应用环境来设计确定，在此不作限定。

在实际应用中，在我国的低压配电中，单相电压一般是指交流220V的民用电源电压，三相电压一般是指交流380V的工业用电源电压。在具体实施时，在本发明实施例提供的上述均流方法中，交流电压具体可以为单相电压。

或者，交流电压具体也可以为三相电压。当然，不同的国家对单相电压和三相电压的定义存在一定差异，因此交流电压的具体实施方式需要根据实际应用环境来设计确定，在此不作限定。

在具体实施时，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，如图3a至图4d所示，各普通谐振变换器30_m采用交错并联方式连接。当然，在具体实施时，各普通谐振变换器30_m也可以采用可以实现本发明功能的其它连接方式进行连接。在实际应用中，各普通谐振变换器30_m的具体连接方式需要根据实际应用环境来设计确定，在此不作限定。

在具体实施时，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，如图3a至图3d所示，多相谐振变换器具体可以包括交错并联的两个普通谐振变换器，即普通谐振变换器30_1和普通谐振变换器30_2采用交错并联方式连接，这样多相谐振变换器可以为两相交错式谐振变换器。其中，A点为多相谐振变换器的第一相电压输出端，B点为多相谐振变换器的第二相电压输出端。或者，如图4a至图4d所示，多相谐振变换器具体可以包括交错并联的三个普通谐振变换器30_m，即普通谐振变换器30_1、普通谐振变换器30_2以及普通谐振变换器30_3采用交错并联方式连接，这样多相谐振变换器可以为三相交错式谐振变换器。其中，A点为多相谐振变换器的第一相电压输出端，B点为多相谐振变换器的第二相电压输出端，C点为多相谐振变换器的第三相电压输出端。当然，多相谐振变换器也可以包括交错并联的多个普通谐振变换器，这样多相谐振变换器的相数与其包括的普通谐振变换器的个数相等。在实际应用中，多相谐振变换器包括的普通谐振变换器的个数需要根据实际应用环境来设计确定，在此不作限定。

在具体实施时，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，如图3a至图4d所示，所有原边电路31_m中的开关晶体管QR1_m和开关晶体管QR2_m的工作频率相同，并且各原边电路31_m中的开关晶体管QR1_m的固定相位差为开关晶体管QR2_m的固定相位差为这样可以使各普通谐振变换器30_m中副边整流电路34_m的输出端的输出结果叠加，从而确保多相谐振变换器的输出端具有较好的输出电流纹波抵消作用。

在具体实施时，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，如图3a至图3d所示，当多相谐振变换器包括两个普通谐振变换器30_m时，原边电路31_1中的开关晶体管QR1_1和开关晶体管QR2_1的工作频率与原边电路31_2中的开关晶体管QR1_2和开关晶体管QR2_2的工作频率相同，并且原边电路31_1中的开关晶体管QR1_1和原边电路31_2中的开关晶体管QR1_2的固定相位差为90°；原边电路31_1中的开关晶体管QR2_1和原边电路31_2中的开关晶体管QR2_2的固定相位差为90°。例如，如图5所示，Vgs1为原边电路31_1中开关晶体管QR1_1的控制信号，Vgs2为原边电路31_1中开关晶体管QR2_1的控制信号，Vgs3为原边电路31_2中开关晶体管QR1_2的控制信号，Vgs4为原边电路31_2中开关晶体管QR2_2的控制信号，这样可以使两个普通谐振变换器30_m的输出端的输出结果相互叠加，从而确保两相交错式谐振变换器的输出端具有较好的输出电流纹波相互抵消作用。

在具体实施时，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，当多相谐振变换器包括两个普通谐振变换器时，对应的两个功率因数校正电路的连接方式为交错并联连接方式，此时，这两个功率因数校正电路中的晶体管的工作频率相同，并且固定相位差为90°。这样在调整功率因数校正电路输出的直流母线电压时，可以不影响两相交错式普通谐振变换器的具体结构，也不影响其直流输出端的输出电流纹波相互抵消作用。

在具体实施时，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，如图4a至图4d所示，当多相谐振变换器包括三个普通谐振变换器30_m时，原边电路31_1中的开关晶体管QR1_1和开关晶体管QR2_1的工作频率、原边电路31_2中的开关晶体管QR1_2和开关晶体管QR2_2的工作频率以及原边电路31_3中的开关晶体管QR1_3和开关晶体管QR2_3的工作频率相同3，并且原边电路31_1中的开关晶体管QR1_1、原边电路31_2中的开关晶体管QR1_2以及原边电路31_3中的开关晶体管QR1_3的固定相位差为60°；原边电路31_1中的开关晶体管QR2_1、原边电路31_2中的开关晶体管QR2_2以及原边电路31_3中的开关晶体管QR2_3的固定相位差为60°。这样可以使三个普通谐振变换器30_m的输出端的输出结果叠加，从而确保三相交错式谐振变换器的输出端具有较好的输出电流纹波抵消作用。

在具体实施时，在本发明实施例提供的上述多相谐振变换器中，各普通谐振变换器可以为半桥式普通谐振变换器。或者，各普通谐振变换器也可以为全桥式普通谐振变换器。其中，半桥式普通谐振变换器的具体结构以及全桥式普通谐振变换器的具体结构均与现有技术相同，为本领域的普通技术人员应该理解具有的，在此不做赘述，也不应作为对本发明的限制。当然，各普通谐振变换器也可以为其它能够实现本发明功能的结构，在此不作限定。

下面以两相交错式谐振变换器的结构为例，对本发明实施例提供的上述多相谐振变换器实现均流调节效果的工作过程进行说明。其中，以预设位置为原边电路为例。需要说明的是，本实施例中是为了更好的解释本发明，但不限制本发明。实现均流的步骤包括：

(1)各交流直流转换模块分别向同一支路中的普通谐振变换器输入直流母线电压。

具体地，各交流直流转换模块包括功率因数校正电路，各个功率因数校正电路接收同一交流电源端的交流电压，将接收到的交流电压转换为同一支路中的普通谐振变换器的直流母线电压，并向同一支路中的普通谐振变换器输入转换后的直流母线电压。其中，这两个功率因数校正电路输出的直流母线电压可以相等，也可以不相等。功率因数校正电路输出的直流母线电压需要根据实际应用环境来设计确定，在此不作限定。

(2)电流检测模块检测两个普通谐振变换器中原边电路的当前电流值。

(3)判断调整模块在根据检测到的各当前电流值计算得到任意两个当前电流值的比值之后，若判断至少一个比值不在预设均流范围内，则根据预设规则调整至少一个直流母线电压，并再次控制各交流直流转换模块分别向同一支路中的普通谐振变换器输入直流母线电压，控制电流检测模块检测各支路中的当前电流值，直至在根据检测到的各当前电流值计算得到任意两个当前电流值的比值之后，判断所有比值均在预设均流范围内为止。

具体地，分别以I1和I2代表电流检测模块检测到的两个当前电流值，则这两个当前电流值的比值为；若判断不在预设均流范围内，则根据预设规则调整至少一个直流母线电压，直至判断在预设均流范围内停止调整，由于满足两相交错式谐振变换器要求的均流误差允许范围，则可以将I1和I2看作近似相等，从而可以认为两相交错式谐振变换器均流调整完成。

其中，根据预设规则调整至少一个直流母线电压，具体包括：减小所有当前电流值中最大电流值所在支路的直流母线电压；或者，

增大所有当前电流值中最小电流值所在支路的直流母线电压；或者，

减小所有当前电流值中最大电流值所在支路的直流母线电压，并且增大所有当前电流值中最小电流值所在支路的直流母线电压。其中，可以采用减小或增大预设电压步长的方式来调整直流母线电压。在具体实施时，预设电压步长需要根据实际应用环境来设计确定，在此不作限定。

下面分别以图3b至图3d所示的两相交错式谐振变换器的结构、各交流直流转换模块包括功率因数校正电路以及预设均流范围为0.900-1.100为例进行仿真模拟。其中，两相交错式谐振变换器中各元件的仿真参数分别为：励磁电感L_1与励磁电感L_2的电感值相等且为525uH，谐振电感Lr_1与谐振电感Lr_2的电感值相等且为52.5uH，并且谐振电感Lr_2的正偏差为5％，谐振电容Cr_1与谐振电容Cr_2的电容值相等且为176nF，开关晶体管QR1_1、开关晶体管QR2_1、开关晶体管QR1_2以及开关晶体管QR2_2的开关频率相同且为52kHz，开关晶体管QR1_1和开关晶体管QR1_2的固定相位差为90°，开关晶体管QR2_1和开关晶体管QR2_2的固定相位差为90°，变压器T_1与变压器T_2的变比为21:6。需要说明的是，本实施例中是为了更好的解释本发明，但不限制本发明。

对图3b所示的两相交错式谐振变换器在调整前和调整后的进行仿真模拟的结果如下：

调整前，交流直流转换模块40_1中的功率因数校正电路和交流直流转换模块40_2中的功率因数校正电路分别向对应的普通谐振变换器30_1和30_2输出相同的直流母线电压375V，谐振槽电路32_1的当前电流值I1的仿真模拟结果如图6a所示，其中横坐标为时间，纵坐标为当前电流值，可以看出I1＝17.886A。谐振槽电路32_2的当前电流值I2的仿真模拟结果如图6b所示，其中横坐标为时间，纵坐标为当前电流值，可以看出I2＝2.716A。计算得到这两个当前电流值的比值因此，I2和I1的比值没有在预设均流范围内。并且假设I1＝2.716A、I2＝17.886A，其比值也不在预设均流范围内。由于I2＝2.716A为这两个当前电流值中的最小电流值，通过增大与I2对应的交流直流转换模块40_2中的功率因数校正电路输出的直流母线电压，即由375V增大到377.3V，再次检测谐振槽电路32_1和谐振槽电路32_2的当前电流值，即得到调整后的当前电流值。调整后，谐振槽电路32_1的当前电流值I1’的仿真模拟结果如图6c所示，其中横坐标为时间，纵坐标为当前电流值，可以看出I1’＝10.261A。谐振槽电路32_2的当前电流值I2’的仿真模拟结果如图6d所示，其中横坐标为时间，纵坐标为当前电流值，可以看出I2’＝10.108A。计算得到这两个当前电流值的比值或者，I1’＝10.108A、I2’＝10.261A，计算得到这两个当前电流值的比值可以看出I2’和I1’的比值在预设均流范围内，因此在可以允许的均流误差允许范围内，可以确定I1’和I2’相等，从而完成均流的调节过程。

需要说明的是，在上述仿真模拟调整过程中未改变两相交错式谐振变换器的输出功率。在调整前，两相交错式谐振变换器输出的总电压值V0如图6e所示，其中横坐标为时间，纵坐标为输出的总电压值，可以看出V0＝52.190V。两相交错式谐振变换器输出的总电流值I0如图6g所示，横坐标为时间，纵坐标为输出的总电流值，可以看出I0＝63.880A，因此调整前两相交错式谐振变换器的输出功率为：3333.897W。在调整后，两相交错式谐振变换器输出的总电压值V0’如图6f所示，其中横坐标为时间，纵坐标为输出的总电压值，可以看出V0’＝52.157V。两相交错式谐振变换器输出的总电流值I0’如图6h所示，其中横坐标为时间，纵坐标为输出的总电流值，可以看出I0’＝63.890A，因此调整后两相交错式谐振变换器的输出功率也为：3332.311W。由于在仿真模拟过程中会存在误差，并且调整前后得到的输出功率相差也较小，因此调整前后的功率可以近似相等。因此，对两相交错式谐振变换器进行调整的过程未改变其输出的功率，不影响其效率。

对图3c所示的两相交错式谐振变换器在调整前和调整后的进行仿真模拟的结果如下：

调整前，交流直流转换模块40_1中的功率因数校正电路和交流直流转换模块40_2中的功率因数校正电路分别向对应的普通谐振变换器30_1和30_2输出相同的直流母线电压375V，变压器电路33_1的当前电流值I1的仿真模拟结果如图7a所示，其中横坐标为时间，纵坐标为当前电流值，可以看出I1＝62.509A。变压器电路33_2的当前电流值I2的仿真模拟结果如图7b所示，其中横坐标为时间，纵坐标为当前电流值，可以看出I2＝8.252A。计算得到这两个当前电流值的比值因此，I2和I1的比值没有在预设均流范围内。并且假设I1＝8.252A、I2＝62.509A，其比值也不在预设均流范围内。由于I2＝8.252A为这两个当前电流值中的最小电流值，通过增大与I2对应的交流直流转换模块40_2中的功率因数校正电路输出的直流母线电压，即由375V增大到377.3V，再次检测变压器电路33_1和变压器电路33_2的当前电流值，即得到调整后的当前电流值。调整后，变压器电路33_1的当前电流值I1’的仿真模拟结果如图7c所示，其中横坐标为时间，纵坐标为当前电流值，可以看出I1’＝35.680A。变压器电路33_2的当前电流值I2’的仿真模拟结果如图7d所示，其中横坐标为时间，纵坐标为当前电流值，可以看出I2’＝35.017A。计算得到这两个当前电流值的比值或者，I1’＝35.017A、I2’＝35.680A，计算得到这两个当前电流值的比值可以看出I2’和I1’的比值在预设均流范围内，因此在可以允许的均流误差允许范围内，可以确定I1’和I2’相等，从而完成均流的调节过程。

需要说明的是，在上述仿真模拟调整过程中未改变两相交错式谐振变换器的输出功率。在调整前，两相交错式谐振变换器输出的总电压值V0如图7e所示，其中横坐标为时间，纵坐标为输出的总电压值，可以看出V0＝52.178V。两相交错式谐振变换器输出的总电流值I0如图7g所示，横坐标为时间，纵坐标为输出的总电流值，可以看出I0＝63.837A，因此调整前两相交错式谐振变换器的输出功率为：3330.887W。在调整后，两相交错式谐振变换器输出的总电压值V0’如图7f所示，其中横坐标为时间，纵坐标为输出的总电压值，可以看出V0’＝52.167V。两相交错式谐振变换器输出的总电流值I0’如图7h所示，其中横坐标为时间，纵坐标为输出的总电流值，可以看出I0’＝63.926A，因此调整后两相交错式谐振变换器的输出功率也为：3334.828W。由于在仿真模拟过程中会存在误差，并且调整前后得到的输出功率相差也较小，因此调整前后的功率可以近似相等。因此，对两相交错式谐振变换器进行调整的过程未改变其输出的功率，不影响其效率。

对图3d所示的两相交错式谐振变换器在调整前和调整后的进行仿真模拟的结果如下：

调整前，交流直流转换模块40_1中的功率因数校正电路和交流直流转换模块40_2中的功率因数校正电路分别向对应的普通谐振变换器30_1和30_2输出相同的直流母线电压375V，副边整流电路34_1的输出端的当前电流值I1的仿真模拟结果如图8a所示，其中横坐标为时间，纵坐标为当前电流值，可以看出I1＝62.505A。副边整流电路34_2的输出端的当前电流值I2的仿真模拟结果如图8b所示，其中横坐标为时间，纵坐标为当前电流值，可以看出I2＝8.253A。计算得到这两个当前电流值的比值因此，I2和I1的比值没有在预设均流范围内。并且假设I1＝8.253A、I2＝62.505A，其比值也不在预设均流范围内。由于I2＝8.253A为这两个当前电流值中的最小电流值，通过增大与I2对应的交流直流转换模块40_2中的功率因数校正电路输出的直流母线电压，即由375V增大到377.3V，再次检测变压器电路33_1和变压器电路33_2的当前电流值，即得到调整后的当前电流值。调整后，副边整流电路34_1的当前电流值I1’的仿真模拟结果如图8c所示，其中横坐标为时间，纵坐标为当前电流值，可以看出I1’＝35.680A。副边整流电路34_2的当前电流值I2’的仿真模拟结果如图8d所示，其中横坐标为时间，纵坐标为当前电流值，可以看出I2’＝35.016A。计算得到这两个当前电流值的比值或者，I1’＝35.016A，I2’＝35.680A，计算得到这两个当前电流值的比值可以看出I2’和I1’的比值在预设均流范围内，因此在可以允许的均流误差允许范围内，可以确定I1’和I2’相等，从而完成均流的调节过程。

需要说明的是，在上述仿真模拟调整过程中未改变两相交错式谐振变换器的输出功率。在调整前，两相交错式谐振变换器输出的总电压值V0如图8e所示，其中横坐标为时间，纵坐标为输出的总电压值，可以看出V0＝52.158V。两相交错式谐振变换器输出的总电流值I0如图8g所示，横坐标为时间，纵坐标为输出的总电流值，可以看出I0＝63.847A，因此调整前两相交错式谐振变换器的输出功率为：3330.132W。在调整后，两相交错式谐振变换器输出的总电压值V0’如图8f所示，其中横坐标为时间，纵坐标为输出的总电压值，可以看出V0’＝52.140V。两相交错式谐振变换器输出的总电流值I0’如图8h所示，其中横坐标为时间，纵坐标为输出的总电流值，可以看出I0’＝63.960A，因此调整后两相交错式谐振变换器的输出功率也为：3334.874W。由于在仿真模拟过程中会存在误差，并且调整前后得到的输出功率相差也较小，因此调整前后的功率可以近似相等。因此，对两相交错式谐振变换器进行调整的过程未改变其输出的功率，不影响其效率。

基于同一发明构思，本发明实施例还提供了一种本发明实施例提供的上述任一种多相谐振变换器的均流方法，如图9所示，包括：

S901、各交流直流转换模块分别向同一支路中的普通谐振变换器输入直流母线电压；

S902、电流检测模块检测各支路中的当前电流值；

S903、判断调整模块在根据检测到的各当前电流值计算得到任意两个当前电流值的比值之后，若判断至少一个比值不在预设均流范围内，则根据预设规则调整至少一个直流母线电压，并再次控制各交流直流转换模块分别向同一支路中的普通谐振变换器输入直流母线电压，控制电流检测模块检测各支路中的当前电流值，直至在根据检测到的各当前电流值计算得到任意两个当前电流值的比值之后，判断所有比值均在预设均流范围内为止。

本发明实施例提供的上述多相谐振变换器的均流方法，通过分别向各支路的普通谐振变换器输入相互独立的直流母线电压，通过检测各支路中的当前电流，以及在根据检测到的各当前电流值计算得到任意两个当前电流值的比值后，若判断至少一个比值不在预设均流范围内，则通过调节至少一个支路中的交流直流转换模块输出的直流母线电压，直至确定所有比值均在预设均流范围内停止，从而可以使多相谐振变换器实现均流调节功能，使各普通谐振变换器达到均流工作的目的。

在具体实施时，在本发明实施例提供的上述均流方法中，根据预设规则调整至少一个直流母线电压，具体包括：

减小所有当前电流值中最大电流值所在支路的直流母线电压.

或者，在具体实施时，在本发明实施例提供的上述均流方法中，根据预设规则调整至少一个直流母线电压，具体包括：

增大所有当前电流值中最小电流值所在支路的直流母线电压。

或者，在具体实施时，在本发明实施例提供的上述均流方法中，根据预设规则调整至少一个直流母线电压，具体包括：

减小所有当前电流值中最大电流值所在支路的直流母线电压，并且增大所有当前电流值中最小电流值所在支路的直流母线电压。

在具体实施时，在本发明实施例提供的上述均流方法中，检测各支路中的当前电流值，具体包括：

检测各检测线连接的预设位置处的当前电流值；其中，各检测线分别连接于各普通谐振变换器中相同的预设位置与电流检测模块之间。

本发明实施例提供的多相谐振变换器及其均流方法，包括：电流检测模块、判断调整模块以及并联连接的多个支路；其中，各支路包括：普通谐振变换器与电压可调的交流直流转换模块；通过上述各个模块的相互配合，通过分别向各支路的普通谐振变换器输入相互独立的直流母线电压，通过检测各支路中的当前电流，以及在根据检测到的各当前电流值计算得到任意两个当前电流值的比值后，若判断至少一个比值不在预设均流范围内，则通过调节至少一个支路中的交流直流转换模块输出的直流母线电压，直至确定所有比值均在预设均流范围内停止，从而可以使多相谐振变换器实现均流调节功能，使各普通谐振变换器达到均流工作的目的。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。