一种高效率的双频整流电路的制作方法

本实用新型涉及一种微波整流电路，具体涉及一种高效率的双频整流电路。

背景技术：

当代的能量输送多数以电缆的方式进行传播，这些输送方法不仅耗费大量的人力和物力，而且在空间不足、环境恶劣和地形复杂等环境中，电缆的使用会受到很大的限制。微波输能(Microwave Power Transmission)是把能量转化为微波的形式从发射端发射出来，在自由空间中将其传播到接收端的能量传输方式，它打破了传统的通过电缆传播电能的方式，开辟了一种新的能量传播方式。

微波输能技术通过微波发生器将直流电转换成微波能量，经过发射天线的聚焦之后进行高效地发射，微波能量在自由空间中传播，继而到达接收天线，接收天线是整流天线，负责将微波能量接收并且转换为可供直流能量，经过升降压电路输出给用户使用。在这几个环节中，微波输能系统总的传输效率取决于直流能量转换为微波能量的发射效率，电磁波在空间中的传输效率以及微波能量转换为直流的接收效率。当今技术水平下，发射效率可以做到高达95％以上；传输效率主要是受到环境条件的影响，属于不可控因素；因此微波输能技术的关键是提高接收转换效率，即微波能量转换直流能量的整流效率。

技术实现要素：

为了克服现有技术存在的缺点与不足，本实用新型提供一种高效率的双频整流电路。

本实用新型设计了一个可应用于整流器的双频阻抗匹配网络，使整流器在两个频率上都实现阻抗匹配及较高的整流效率。该双频阻抗匹配网络具有严格的设计公式，可根据提出的公式很便捷地设计出需要的双频整流器。该整流电路采用倍压整流结构，有利于提高输出电压。该整流器的输出端口采用谐波抑制技术，有利于提高整流器的整流效率。

一种高效率的双频整流电路，包括上层微带结构、中间介质基板和底层金属地板，所述上层微带结构印制在中间介质基板的上表面，所述底层金属地板印制在中间介质基板的下表面，所述上层微带结构由依次连接的双频阻抗匹配网络I、倍压整流电路结构II、谐波抑制网络III和负载端构成；

所述双频阻抗匹配网络I包括用于隔直流通交流的电容、用于将电路在两个工作频率下的阻抗转化为共轭阻抗的第四微带线及第五微带线，和用于将共轭阻抗匹配到信号源阻抗的第一、第二及第三微带线；所述第一微带线的一端与输入端口连接，另一端与第五微带线的一端连接；所述第二微带线与第三微带线分别与第一微带线垂直连接，且在第一微带线的两端，处于同一侧；所述第四微带线垂直连接在第五微带线的一端，且位于第一微带线的另一侧；所述第四微带线末端通过金属化过孔连接底层金属地板；所述电容的一端与第五微带线的另一端连接。

所述倍压整流电路结构II由第七微带线、第一二极管、第九微带线和第二二极管构成，所述第九微带线通过金属化过孔连接底层金属地板；所述第七微带线与电容的另一端连接；所述第一二极管正极连接在第九微带线，其负极连接在第七微带线末端；所述第二二极管正极连接在第七微带线末端，其负极连接在第十一微带线。该倍压整流结构有利于提高整流器电路的输出电压。

所述谐波抑制网络III包括第十一微带线、用于分别抑制第一工作频率基波和二次谐波的第十二、十三微带线，和用于分别抑制第二工作频率基波和二次谐波的第十四、十五微带线；所述第十二微带线和第十三微带线垂直在第十一微带线的一侧，所述第十四微带线和第十五微带线垂直连接在第十一微带线的另一侧；所述第十二微带线和第十四微带线分别加载到第十一微带线上距离其左端三分之一第十一微带线线长的位置；第十三微带线和第十五微带线分别加

载到第十一微带线上距离其左端三分之二第十一微带线线长的位置。该谐波抑制网络有利于提高整流电路的工作效率。

所述第四微带线(4)的电长度应满足

其中k＝f₂/f₁，f₁及f₂是第一及第二工作频率。

所述负载端由电阻及第十七微带线构成，所述电阻连接在第十五微带线与第十七微带线中间，第十七微带线通过金属化过孔连接底层金属地板。

所述第十二微带线和第十三微带线分别为第一个工作频率的基波和二次谐波的四分之一波长开路线；所述第十四微带线和第十五微带线分别为第二个工作频率的基波和二次谐波的四分之一波长开路线。

所述输入端口为特性阻抗50欧姆的微带线。

所述两个工作频率分别为第一工作频率f₁＝915MHz及第二工作频率f₂＝2.45GHz。

所述第二及第三微带线结构及尺寸完全相同。

本实用新型的有益效果：

(1)本实用新型设计的双频整流电路能同时在两个不同的频率上实现阻抗匹配及较高的整流效率；

(2)本实用新型中应用于整流电路设计的双频匹配网络具有严格的参数设计公式，设计步骤明确；

(3)本实用新型采用的倍压整流结构有利于提高输出电压；

(4)本实用新型在输出端口采用的谐波抑制网络有利于提高整流效率。

附图说明

图1是本实用新型的电路结构图。

图2是本实用新型的双频阻抗匹配网络的示意图。

图3是呈现本实用新型实施例在双频阻抗匹配网络作用下的输入阻抗变化的归一化史密斯阻抗圆图。

图4是本实用新型实施例在输入功率为14.6dBm时，不同频率下的回波损耗的仿真结果。

图5是本实用新型实施例在输入功率为14.6dBm时，不同频率下的整流效率的仿真与测量结果。

图6和图7是本实用新型实施例在不同输入功率下，在两个工作频率的仿真与测量结果。

具体实施方式

下面结合实施例及附图，对本实用新型作进一步地详细说明，但本实用新型的实施方式不限于此。

实施例

如图1所示，一种高效率的双频整流电路，包括上层微带结构、中间介质基板和底层金属地板，所述上层微带结构印制在中间介质基板的上表面，所述底层金属地板印制在中间介质基板的下表面，所述上层微带结构由依次连接的双频阻抗匹配网络I、倍压整流电路结构II、谐波抑制网络III和负载端构成。本实用新型的设计步骤为先分别设计倍压整流电路结构II、谐波抑制网络III和负载端，最后设计双频阻抗匹配网络I。本实施例中的两个工作频率分别是第一工作频率f₁＝915MHz，第二工作频率f₂＝2.45GHz，信号源端口阻抗为50Ω。

所述倍压整流电路结构II由第七微带线7、第一二极管8、第九微带线9和第二二极管10连接构成。其中第九微带线9通过金属化过孔连接底层金属地板；第七微带线7与电容6连接；第一二极管8正极连接在第九微带线9，负极连接在第七微带线7末端；第二二极管10正极连接在第七微带线7末端，负极连接在第十一微带线11，该倍压整流结构有利于提高整流器电路的输出电压。

所述谐波抑制网络III由第十一微带线11、第十二微带线12、第十三微带线13、第十四微带线14和第十五微带线15构成。所述第十二微带线12和第十三微带线13分别为工作频率f₁的基波和二次谐波的四分之一波长开路线，用于抑制频率f₁的基波和二次谐波；所述第十四微带线14和第十五微带线15分别为工作频率f₂的基波和二次谐波的四分之一波长开路线，用于抑制频率f₂的基波和二次谐波。所述第十二微带线12和第十三微带线13垂直连接在第十一微带线11的一侧；所述第十四微带线14和第十五微带线15垂直连接在第十一微带线11的另一侧；所述第十二微带线12和第十四微带线14分别加载到第十一微带线11上距离其左端三分之一第十一微带线11线长的位置；第十三微带线13和第十五微带线15分别加载到第十一微带线11上距离其左端三分之二第十一微带线11线长的位置。该谐波抑制网络有利于提高整流电路的工作效率。

所述双频整流电路的负载端由电阻16及第十七微带线17构成，所述电阻16的两端分别与第十五微带线15及第十七微带线17连接，其中第十七微带线17通过金属化过孔连接底层金属地板。所述电阻16的选择会影响到整流电路在两个不同的工作频率下的整流效率，本实施例采用源阻抗牵引仿真的方法，确定负载为1000Ω，保证整流电路在两个工作频率下都有较高的整流效率。

如图2和图3所示，所述的双频阻抗匹配网络I由两个分支网络组成，具体第一网络及第二网络。Z_L是整流电路从电容6往负载端看过去的等效阻抗。第一网络用于将两个工作频率下的阻抗Z_L(f₁)和Z_L(f₂)转换成一对在归一化阻抗圆图中处于或区域内的共轭阻抗Z_in2(f₁)和Z_in2(f₂)，第二网络用于等效成一对特性阻抗相等，电长度互补的微带线，将这对共轭阻抗匹Z_in2(f₁)和Z_in2(f₂)配到50Ω。第一网络由第四微带线4、第五微带线5和电容6依次连接构成，所述第四微带线4一端垂直连接到第五微带线5，另一端通过金属化过孔连接底层金属地板。其中电容6的作用是隔直流通交流；第五微带线5用于将整流电路在两个频率上的阻抗Z_L(f₁)和Z_L(f₂)转换成共轭阻抗Z_in1(f₁)和Z_in1(f₂)；第四微带线4用于将这对共轭阻抗调整到归一化阻抗圆图中处于或的区域。第五微带线5的设计公式为

其中n是任意整数，Z₁是第五微带线5的特性阻抗,θ_a1是第五微带线5在频率f₁时对应的电长度，R_a1+jX_a1和R_a2+jX_a2分别是Z_L在两个频率f₁和f₂上对应的阻抗。在本实施例中，R_a1+jX_a1＝(159.9-j78.7)Ω,R_a2+jX_a2＝(71.2-j74.1)Ω，因此可求得Z₁＝80.3Ω,θ_a1＝48.7°，继而可求得电路工作在915MHz时Z_in1＝R_in1+jX_in1＝(32.3-j46.3)Ω，工作在2.45GHz时Z_in1＝R_in1-jX_in1＝(32.3+j46.3)Ω。如图3所示，该阻抗不在或的区域内，因此需要采用第四微带线4调整阻抗。值得注意的是，如果经过第五微带线5后两个工作频率对应的共轭阻抗已经在或区域内，则第四微带线4可除去。为了保持在两个工作频率下阻抗共轭，第四微带线4的电长度应满足以下公式

其中k＝f₂/f₁(假设f₂>f₁)。第四微带线4特性阻抗的取值具有一定的自由性。在本实施例中，满足条件35.5Ω<Z₂<192.6Ω即可将共轭阻抗调整到归一化阻抗圆图中区域。计算可得第四微带线4的电长度θ₂为48.94°，取特性阻抗Z₂为60Ω，，则电路工作在915MHz时Z_in2＝(87.3+j10.8)Ω，工作在2.45GHz时Z_in2＝(87.3-j10.8)Ω。

所述的双频阻抗匹配网络I的第二网络由输入端口I/P、第一微带线1、第二微带线2和第三微带线3构成。所述第二微带线2与第三微带线3完全相同，且垂直连接在第一微带线1一侧。如图2所示，在工作频率为f₁时，第二网络等效为一段特性阻抗为Z_T，电长度为θ_T的微带线，将Z_in2(f₁)匹配到信号源端口阻抗Z₀,即50Ω；在工作频率为f₂时，第二网络等效为一段特性阻抗为Z_T，电长度为(180°-θ_T)的微带线，将Z_in2(f₂)匹配到信号源端口阻抗Z₀。第一微带线1、第二微带线2和第三微带线3的电尺寸应满足下列公式：

θ_p1+θ_p2＝lπ,l＝1,3,...

θ_q1+θ_q2＝rπ,r＝1,2,3...

其中m是任意整数，为了减小电路尺寸，应取能满足0<θ_T1<π的m值；θ_p1和θ_p2分别是第一微带线1在频率f₁和频率f₂时对应的电长度，Z_p是第一微带线1的特性阻抗；θ_q1和θ_q2分别是第二微带线2在频率f₁和频率f₂时对应的电长度，Z_q是第二微带线2的特性阻抗，第三微带线3与第二微带线2完全相同。在本实施例中，θ_p1＝θ_q1＝48.94°,θ_p2＝θ_q2＝131.06°,Z_p＝87.1Ω,和Z_q＝73.7Ω。

本实施例中一种高效率的双频整流电路的结构如图1所示，以下仅仅为本实用新型的一个实例，本实例中选择的二极管型号是安华高公司的HSMS-2862,所用的介质基板为Arlon-AD255,其厚度为30mil，介电常数为2.55。具体电路尺寸选择如下：第一微带线的长＝32.1mm，宽＝0.9mm；第二微带线的长＝33.2mm，宽＝1.1mm；第三微带线的长＝33.2mm，宽＝1.1mm；第四微带线的长＝30mm，宽＝2.1mm；第五微带线的长＝25.4mm，宽＝1.5mm；第七微带线的长＝3mm，宽＝2.1mm；第九微带线的长＝4mm，宽＝2.1mm；第十一微带线的长＝11.2mm，宽＝2.1mm；第十二微带线的长＝56.5mm，宽＝2.1mm；第十三微带线的长＝28.4mm，宽＝2.1mm；第十四微带线的长＝21.2mm，宽＝2.1mm；第十五微带线的长＝10.5mm，宽＝2.1mm；第十七微带线的长＝4mm，宽＝2.1mm；第十二微带线和第十四微带线分别加载在第十一微带线上距离其左端3mm的位置；第十三微带线和第十五微带线分别加载在第十一微带线上距离其左端7.1mm的位置；电容＝56pF；负载电阻＝1000Ω。电路整体尺寸为83.7mm×89.3mm。

图4所示是在输入功率为14.6dBm时，本实用新型实施例在不同频率下的回波损耗的仿真结果。图中纵坐标数字表示回波损耗，单位为dB。从图中可以看到双频整流电路在两个工作频率上回波损耗极小，实现了在两个工作频率上的阻抗匹配。

图5所示是输入功率为14.6dBm时，本实用新型实施例在不同频率下的整流效率的仿真与测量结果。图中纵坐标数字表示整流效率，单位为％。由图可知，双频整流电路在785MHz到1010MHz和2285MHz到2435MHz两个频段内的测量效率高于60％，最高效率分别为77.2％和73.5％；图中测量结果与仿真结果相符合，出现的20MHz到35MHz的频偏是由电路加工误差引入的，属于可接受范围。

图6和图7所示是本实用新型实施例在工作频率分别为895MHz和2415MHz时不同输入功率下的仿真与测量结果。图中纵坐标数字分别表示整流效率和输出电压，单位分别为％和V。由图中可以看出，电路工作在895MHz时，整流效率在2到19dBm的输入功率范围内大于50％；电路工作在2415MHz时，整流效率在2.5到18dBm的输入功率范围内大于50％；以上测试结果证明了本实用新型设计理论的正确性和可行性。

综上所述，本实用新型提出了一种高效率的双频整流电路，该电路通过谐波抑制网络提高整流效率，采用倍压整流结构提高输出电压，最后通过对输入阻抗的调控，设计出一个具有严格的公式指导的双频阻抗匹配网络，从而使公开的整流电路能在两个频率上实现高整流效率。

上述实施例为本实用新型较佳的实施方式，但本实用新型的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本实用新型的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本实用新型的保护范围之内。