LLC谐振的高变比大功率双向DCDC变换器的制作方法

本实用新型属于电力电子技术领域，具体为一种大功率DCDC变换器装置。

背景技术：

为了节约能源，近年来许多研究在关注合理，高效利用能源。现代电力电子技术得到了飞快发展。双向DC/DC变换技术在许多场合都在发挥重要作用，是今年来研究的热点。很多DC/DC变换器拓扑被提出，其中隔离型双向DC/DC主要用于输入输出需要隔离，实现较高电压变比的场合。移相全桥DC/DC变换器利用原副边之间的移相角传递能量，较易实现软开关，且开关管的电压、电流应力较小，适合应用于大功率场合。但其存在软开关范围窄、关断电流大、循环能量大等问题，从而影响了变换器整体效率。最接近现有技术，传统LLC只能用来实现单向功率流动。

技术实现要素：

本实用新型目的在于克服传统LLC只能单向流动能量的局限，公开一种新型双向LLC拓扑来实现功率的双向流动。该拓扑中设有辅助电感，在正向和反向运行时，变换器的拓扑结构相同，运行原理也完全对称。

本实用新型技术方案表征为：

一种大功率双向DCDC变换器，其特征在于，包括变换器原边侧电路、变换器副边侧电路，两者通过变压器连接，所述变压器匝比为1：N，在所述的变换器两侧电路中还设有谐振电路，

所述变换器原边侧电路为全桥结构，为低压端，包括S1、S2、S3、S4四个开关管，S1、S2两个开关管之间的桥臂连接线上设有中点A，S3、S4两个开关管之间的桥臂连接线上设有中点B；

所述变换器副边侧电路为全桥结构，为高压端，包括S5、S6、S7、S8四个 开关管，S5、S6两个开关管之间的桥臂连接线上设有中点C，S7、S8两个开关管之间的桥臂连接线上设有中点D；

所述的谐振电路包括辅助电感Lm2、谐振电感Lr、励磁电感Lm、谐振电容Cr，四者依次串接，所述辅助电感Lm2的一端连接至S1、S2两个开关管之间的桥臂连接线上的中点A，辅助电感Lm2的另一端连接至S3、S4两个开关管之间的桥臂连接线上的中点B；

所述励磁电感Lm与所述的变压器的低压侧并联；

所述变压器的高压侧的一端连接至S5、S6两个开关管之间的桥臂连接线上的中点C，变压器的高压侧的另一端连接至S7、S8两个开关管之间的桥臂连接线上的中点D。

进一步改进，所述在中点B和辅助电感Lm2之间增加一个功率MOSFET管Q1，功率MOSFET管Q1的脚2漏极D接辅助电感Lm2，功率MOSFET管Q1的脚3源极接中点B，功率MOSFET管Q1的脚1控制栅极连接外部的控制信号，所述谐振电容Cr接中点B。

本实用新型为大功率DCDC变换器装置，该LLC谐振变换器可以实现零电流关断，可以彻底解决循环能量、关断损耗等问题，不仅可以实现零电压开通，零电流关断，具有较高的效率，还可以通过调整变压器匝比实现升压或者降压。本实用新型在传输较大功率时，变换器的输入输出增益明显，变换器的电压调整能力强。本实用新型将在新能源发电中广泛应用，尤其是在直流微电网，储能装置中有广泛应用。

附图说明

图1本实用新型拓扑结构示意图。

图2为实施例3结构示意图。

具体实施方式

以下结合附图和实施例对本实用新型作进一步介绍。

基础实施例1

本实施例拓扑中设有一个辅助电感，在正向和反向运行时，变换器的拓扑结构相同，运行原理也完全对称。具体拓扑结构如图1所示：

一种大功率双向DCDC变换器，其特征在于，包括变换器原边侧电路、变换器副边侧电路，两者通过变压器连接，所述变压器匝比为1：N，在所述的变换器两侧电路中还设有谐振电路，

所述变换器原边侧电路为全桥结构，为低压端，包括S1、S2、S3、S4四个开关管，S1、S2两个开关管之间的桥臂连接线上设有中点A，S3、S4两个开关管之间的桥臂连接线上设有中点B；

所述变换器副边侧电路为全桥结构，为高压端，包括S5、S6、S7、S8四个开关管，S5、S6两个开关管之间的桥臂连接线上设有中点C，S7、S8两个开关管之间的桥臂连接线上设有中点D；

所述的谐振电路包括辅助电感Lm2、谐振电感Lr、励磁电感Lm、谐振电容Cr，四者依次串接，所述辅助电感Lm2的一端连接至S1、S2两个开关管之间的桥臂连接线上的中点A，辅助电感Lm2的另一端连接至S3、S4两个开关管之间的桥臂连接线上的中点B；

所述励磁电感Lm与所述的变压器的低压侧并联；

所述变压器的高压侧的一端连接至S5、S6两个开关管之间的桥臂连接线上的中点C，变压器的高压侧的另一端连接至S7、S8两个开关管之间的桥臂连接线上的中点D。

基于以上技术方案，本实用新型变换器，在正向工作时，低压侧作为输入，高压侧作为输出；反向工作时，高压侧作为输入，低压侧作为输出。正向工作时，因为加在Lm2上的电压，是一个正负完全对称的方波，因此谐振网络的辅助电感Lm2不参与正向LLC谐振过程，正向过程LLC分别是Lr，Lm，Cr，高压侧开关管作为整流管。反向工作时，不同于正向工作，变压器的励磁电感Lm不参与LLC谐振，反向时加在变压器励磁电感上Lm上的是正负对称方波电压，可认为变压器励磁电感在反向工作时不参与功率传输，低压侧谐振腔里的Lr，Lm2，Cr完成 LLC谐振。该拓扑的电压变比：

当变压器的匝比N固定后，该拓扑的输入输出电压变比通过LLC的谐振频率变化调整谐振网络的电压变比Mac。

实施例3

本实施例是对在实施例1技术方案的基础上展开的进一步创新。其思路是,在实施例1辅助电感Lm2两端增加一个有源器件Q1，正向工作时使辅助电感Lm2不参与电路的功率传输，关断开关管Q1将该磁性元件从功率回路中断开，不为其提供电流通路。

在低压侧开关网络H桥第二支桥臂的中性点B和附加的反向用的辅助电感Lm2之间增加一个开关管Q1，如常用的功率MOSFET管，其连接关系如图2所示：

功率MOSFET管Q1的脚2漏极接辅助电感Lm2，功率MOSFET管Q1的脚3源极接开关网络H桥第二支桥臂中性点B，功率MOSFET管Q1的脚1控制栅极连接外部的控制信号。所述谐振电容Cr接中点B。本实施例针对实施例1双向LLC拓扑改进其结构，提高效率，变换器可靠性，减小设备的电磁干扰。

适用场景：需要隔离的DC/DC变换场景，要求能量双向流动，变换器效率较高。新能源发电，直流微电网，储能应用。

实施例1中，基于LLC的双向DC/DC变换器拓扑中设有一个辅助电感Lm2，使得变换器正反向工作时，变换器的结构完全对称，实现了能量的双向传输。但是该拓扑在任意一种工作状态时，主功率回路有一个电感不参与功率传输，而该磁性元件中的环流(无功电流)很大，降低变换器的整体效率。比如正向传输能量时，谐振网络里的辅助电感Lm2两端的电压是正负对称的方波，完全不参与能量传输，也不参与输入输出电压变比的调节，但是加在Lm2两端的方波电压会在该电感上产生一个励磁电流，这个励磁电流不会传输到高压侧，因此是无功的电流。这个电流会从低压侧的开关管网络走，即每个开关管中除了走功率电流之外，还增加了辅助电感Lm2中的无功电流，开关管的电流应力增加很多，太大的电流 应力会增加开关管上的损耗，主要体现为开关损耗和导通损耗，开关管的发热会很严重，容易热失效，变换器的稳定性大大降低。

另外辅助电感Lm2上也会产生很大的损耗，流过电感绕组中的无功电流在绕组上会产生明显的铜线损耗。同时该无功电流产生的磁场，漏磁在很多磁性元件的气隙附近产生很大的涡流损耗，导致磁芯和线圈绕组发热严重。

以上两方面严重的限制了变换器的转换效率，实施例1中的辅助电感Lm2虽然使得变换器双向流动能量成为可能，但代价却是LLC的效率大大降低，同时由于变换器的发热比较明显。

如图2所示，本实施例提出在辅助电感Lm2两端增加一个有源器件Q1，当附加辅助电感Lm2不参与电路的功率传输时，关断开关管Q1将该磁性元件从功率回路中断开，不为其提供电流通路，这样就不会有无功电流从辅助电感Lm2中流过，开关管网络中也不会附加一个无功电流，开关管的发热也会显著降低，变换器的发热大幅降低，变换器的稳定性得到较好改善。辅助电感Lm2中没有电流后，电感的发热问题也不复存在。

辅助电感Lm2中的无功电流消失后，开关管网络在开关瞬间，尤其是开关管的关断过程，由于电流应力大幅降低，电路的电磁干扰也得到很好的改善，开关管开关过程由于电磁干扰而导致器件误动作的概率降低，因此本实施例变换器的可靠性得到很好改善。

在需要LLC拓扑反向工作时，由于此时谐振网络起作用的分别是Lm2，Lr，Cr,此时Q1必须闭合，使得功率能够反向流动。