一种电源变换器的制作方法

本实用新型涉及一种电源变换器。
背景技术：
：自激推挽振荡电路，是公知的技术，科学出版社的《实用电源电路设计》的第284页至298页有详细的介绍，电路等效结构如图1所示。现有的自激推挽振荡电路结构如图2所示，其工作原理可以参考人民邮电出版社的《电源变换技术》的第56页，该书ISBN号：7-115-04229-2/TN.353。此外，专利号为JPH0847254的日本专利公开了一种晶体管启动电路及应用该启动电路的DC/DC转换器，实现电路如图4所示。上述电路中，所有方案都采用同样的输入、输出条件作对比测试，如下：输入电压12V、输出电压5V、输出电流200mA、即输出功率为1W。图1电路电阻R3为4.7kΩ、电容C5为0.047μF；缺点是给电路上电瞬间，有过大的基极电流，导致晶体管深度饱和，当晶体管的基极电流消失时，就会出现由于晶体管存储时间的存在，晶体管不能瞬间截止，此时，变压器的磁芯趋于饱和(如图14的最大磁通密度±Bm点处)，初级绕组的电感值非常小，那么，晶体管Q1、Q2的集电极瞬间电流大，如图7所示，示波器通道4是晶体管集电极的电流波形，在导通瞬间有3.72A的冲击电流(图中方框)，而方案选用的器件最大集电极瞬态电流为2A，多次上电或者在恶劣的工作环境时，晶体管容易多次受大电流的冲击损坏。图3(图3为图2的简化电路图)的电路电阻R1为4.7kΩ，电容C2为0.047μF；在上电瞬间能很好解决图1引起的晶体管集电极瞬间大电流的问题，如图8所示，电路上电瞬间时，输入电压VIN通过电阻R1，有电流流过支路a1，给电容C2充电，电流流向输入电源地端，如图8方框数据，晶体管集电极电流只有16mA，是晶体管集电极对地结电容充电引起的。当正常工作时，输入电压VIN通过电阻R1，有电流流过支路a1为晶体管Q1、Q2提供启动基极电流，此时为了满足晶体管Q1、Q2启动，必然需要大的基极电流，则可通过减小电阻R1获取大的驱动电流，提升低温启动能力和容性负载能力，然而在稳态工作状态时，只需要较小的晶体管基极电流就能满足输出功率要求，但启动之后较小的电阻R1产生的大电流在正常工作时会导致晶体管深度饱和，存储时间增大，延长晶体管关断时间，导致晶体管功耗大、整体效率低、发热量大，不利于高温环境的工作；如果增大电阻R1，流过a1支路的电流必定减小，能满足效率和高温环境，但会导致该电路在低温启动异常，会降低带容性负载启动能力，甚至不能满足输出功率要求。图5(图5为图4的简化电路图)是现有公开专利的实施方案，电阻R1为100Ω，电阻R3为8.2kΩ，电容C5为0.047μF，电阻R4为10kΩ，二极管D3为肖特基二极管；该方案解决了图1引起的瞬间冲击电流，如图9方框所示，瞬态电流为1.44A；也解决了图2晶体管驱动的不足，但是短路保护功能还是无法实现，同时该方案引入了新的问题：晶体管正常工作时集电极、基极的电压有很大的尖峰电压，如图10所示，在晶体管切换导通、关闭的瞬间，由于变压器漏感和晶体管存储时间的存在，晶体管在切换导通、关闭时变压器饱和产生的集电极尖峰电流，会导致晶体管集电极产生很大尖峰电压，同时由变压器耦合到晶体管的基极，也就造成了晶体管的基极有很大的反向尖峰电压，一般的晶体管的基极最大反向耐压只有5V，所以在长时间的冲击下容易损坏晶体管，而且很大的集电极尖峰电压会造出晶体管损耗增大，导致整体转换器效率下降，器件表面温升过高导致电路可靠性差。技术实现要素：为解决上述技术问题，本实用新型提供了一种既能加速启动晶体管、提升带容性负载启动能力、提升低温启动能力，又可以在正常工作状态时，减小晶体管存储时间，从而提高转换效率和实现短路保护功能，可以在不同环境温度下正常工作的一种电源变换器。为实现上述目的本实用新型的具体方案如下：一种电源变换器，包括支路a、支路b、第二变压器T1B、第一晶体管Q1、第二晶体管Q2以及第一变压器T1A；所述支路a的一端与电压输入端电连接，另一端与所述支路b的第二电容C2串接，所述第二电容C2的另一端接地；所述支路a包括并联的第三电阻R3、第五电容C5；所述支路a的另一端还与所述第二变压器T1B的中心抽头电连接，所述第二变压器T1B的中心抽头由第一线圈Nb1、第二线圈Nb2的连接端构成，所述第一线圈Nb1、第二线圈Nb2各自的另一端分别与所述第一晶体管Q1、第二晶体管Q2的基极电连接，所述第一晶体管Q1、第二晶体管Q2的发射极接地；所述第一变压器T1A的原边中心抽头与电压输入端电连接，两端分别与第一晶体管Q1、第二晶体管Q2的集电极电连接，以通过支路a和支路b在电路启动时给第一晶体管Q1的基极、第二晶体管Q2的基极提供大电流，并在电路稳态工作时，给第一晶体管Q1的基极、第二晶体管Q2的基极提供小电流。优选的，所述第一晶体管Q1、第二晶体管Q2的集电极之间还电连接有第四电容C4。优选的，还包括连接于电源输入端与所述支路a之间的支路a1，所述支路a1包括第一电阻R1。本实用新型提供的电源变换器与现有技术相比，具有效率高、空载功耗低、带容性负载启动能力强、低温启动能力强和长时间短路保护功能的特点。附图说明此处所说明的附图用来提供对本实用新型的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本实用新型的不当限定，在附图中：图1为自激推挽基本电路结构图；图2为现有的自激推挽变换器实际电路图；图3为图2的等效电路图；图4为已公开专利的实现电路；图5为图4的简化电路图；图6为本实用新型实施例一电路原理图；图7为图1所示电路瞬间上电启动波形；图8为图2所示电路瞬间上电启动波形；图9为图5所示电路瞬间上电启动波形；图10为图5所示电路正常工作时晶体管基极与集电极电压波形；图11是本实用新型实施例一电路瞬间上电启动波形；图12是本实用新型专利实施例一电路正常工作时晶体管基极与集电极电压波形；图13是本实用新型工作原理概述图；图14是本实用新型磁芯的矩形磁滞回线；图15是本实用新型上电瞬间原边等效结构图；图16是本实用新型正常工作原边等效结构图；图17是全波整流电路；图18是本实用新型电路与现有技术方案电路效率对比图；图19是本实用新型电路启动波形；图20是现有电路启动波形；图21是本实用新型实施例二电路原理图；图22是本实用新型实施例二电路上电瞬间原边等效结构图；图23是本实用新型实施例二电路正常工作原边等效结构图。具体实施方式下面将结合附图以及具体实施例来详细说明本实用新型，在此本实用新型的示意性实施例以及说明用来解释本实用新型，但并不作为对本实用新型的限定。实施例一如图6所示，一种电源变换器，包括支路a、支路b、第二变压器T1B、第一晶体管Q1、第二晶体管Q2以及第一变压器T1A；所述支路a的一端与电压输入端电连接，另一端与所述支路b的第二电容C2串接，第二电容C2的另一端接地；所述支路a包括并联的第三电阻R3、第五电容C5；所述支路a的另一端还与所述第二变压器T1B的中心抽头电连接，所述第二变压器T1B的中心抽头由第一线圈Nb1、第二线圈Nb2的连接端构成，所述第一线圈Nb1、第二线圈Nb2各自的另一端分别与所述第一晶体管Q1、第二晶体管Q2的基极电连接，所述第一晶体管Q1、第二晶体管Q2的发射极接地；所述第一变压器T1A的原边中心抽头与电压输入端电连接，两端分别与第一晶体管Q1、第二晶体管Q2的集电极电连接，且第一晶体管Q1、第二晶体管Q2的集电极之间还电连接有第四电容C4。所述的第四电容C4：在电路上电导通和稳态工作时，由于变压器漏感的存在，第一晶体管Q1、第二晶体管Q2在导通、截止时产生高频尖峰电压，连接在第一晶体管Q1、第二晶体管Q2集电极第四电容C4能有效抑制该高频尖峰电压。还包括连接于电源输入端与所述支路a之间的支路a1，所述支路a1包括第一电阻R1：在所述支路a包括并联的第三电阻R3、第五电容C5和所述支路b的第二电容C2组合一起能实现加速启动晶体管、提升带容性负载启动能力和低温启动能力。所述电压输入端与地之间还电连接有滤波电容C1，对输入电压滤波，减小输入电压波动对电路的影响。当接通电源VIN时，第一晶体管Q1、第二晶体管Q2通过支路a1、a、b的第一电阻R1、第三电阻R3、第五电容C5、第二电容C2、第一线圈Nb1和第二线圈Nb2，均获得正向偏置而趋于导通的电流，但是由于电路的结构和对称器件的不平衡特性，因此必定会有其中一个晶体管优先导通，另一个晶体管则会截止。假设第一晶体管Q1先导通，则连接到第一晶体管Q1的原边线圈Np1上的感应电压为下正上负，第一线圈Nb1感应电压为上正下负，如图13所示，使第一晶体管Q1基极获得正反馈能量，第一晶体管Q1迅速进入饱和导通；而第二晶体管Q2连接到基极的第二线圈Nb2感应电压为上正下负，第二晶体管Q2的基极电流迅速减小，从而第二晶体管Q2截止。此时，变压器副边线圈Ns2经二极管整流后输出电流至负载R2。在支路a1，第一电阻R1串接第三电阻R3、第五电容C5，在第三电阻R3、第五电容C5另一端串接对地第二电容C2，能解决由图1、图2、图4电路引起的不足问题。第一电阻R1为100Ω，第三电阻R3为8.2kΩ，第五电容C5为0.047μF，第二电容C2为0.1μF；图11是本实用新型专利实施电路瞬间上电启动波形，从图中可以看到启动时晶体管的集电极瞬态电流为1.76A，比电路图1的晶体管集电极瞬态电流要小1.96A，与图5电路启动瞬态电流相差不大；图12是本实用新型专利实施电路正常工作时晶体管基极与集电极电压波形，从图中可以看到正常工作时，比图4电路的晶体管基极电压波形小7.06V，比图4电路的集电极电压波形小49.6V。当第一晶体管Q1持续导通，绕组Np1产生励磁电流，在该电流的作用下磁芯内的磁感应强度随时间线性增加，在磁芯趋于饱和时，原边绕组Np1的电感量迅速减小，第一晶体管Q1集电极电流迅速上升，第一线圈Nb1磁通量变化率减小，即dφ/dt减小，导致第一线圈Nb1电压下降，但由于晶体管的存储时间的存在，第一晶体管Q1基极电流下降到零甚至出现反向电流时，第一晶体管Q1不立即截止，而保持导通状态，此时第一晶体管Q1集电极电流迅速上升形成尖峰电流。一定存储时间之后第一晶体管Q1脱离饱和，集电极电流开始下降，瞬间磁芯磁通不再增大(如图14的最大磁通密度±Bm点处)，即dφ/dt＝0，然后第一晶体管Q1的集电极电流开始下降，各线圈将产生反方向的感应电压。第一线圈Nb1感应电压变成上负下正，第二线圈Nb2感应电压变成上负下正，Np2上感应电压上正下负，第二晶体管Q2导通，第一晶体管Q1截止，电路实现自激振荡。第三电阻R3、第五电容C5在电路启动时的工作特性：如图6所示的第一晶体管Q1、第二晶体管Q2的偏置电路第一电阻R1、第二电容C2之间串接并联的第三电阻R3、第五电容C5。在上电时给第五电容C5充电，相当于支路a的第三电阻R3、第五电容C5短路状态，如图15所示，第一电阻R1连接在支路a1与支路a之间，导致支路a1、a在上电的短时间内有足够大的电流Ia1流过，给第一晶体管Q1、第二晶体管Q2的提供基极电流，加速第一晶体管Q1、第二晶体管Q2启动，特别在低温时，也会有良好的启动能力；第三电阻R3、第五电容C5在电路正常工作时的特性：图6电路正常工作时，第五电容C5两端电荷相等，相当于开路，如图16所示，则第一电阻R1与第三电阻R3串联在支路a1与支路a之间，流向第一晶体管Q1、第二晶体管Q2的偏置电流Ia2比图15支路a1、a的电流Ia1要小得多，给第一晶体管Q1、第二晶体管Q2基极提供的驱动电流就小，降低了第一晶体管Q1、第二晶体管Q2的饱和深度和驱动功耗，在电路翻转时,减小了晶体管退饱和时的存储时间，从而提高变换器的转换效率，适应高温环境的工作条件。图6电路输出端DCout短路时，图6电路进入高频自激振荡工作状态，由于第一电阻R1与第三电阻R3串联在支路a1、a，提供给第一晶体管Q1、第二晶体管Q2的偏置电流小，实现短路保护功能，短路工作原边等效如图16所示。本实用新型专利实施电路图6与公开专利图5实施电路最为相似，差别在于图6电路用第二电容C2替代了图5的二极管D3和电阻R4，图6电路的第二电容C2一端连接到输入端的地，另一端与线圈T1B抽头连接，作用是吸收由变压器漏感和集电极饱和电流引起的尖峰电压(该尖峰电压通过变压器耦合到晶体管基极，在晶体管基极线圈抽头对地第二电容C2吸收)，提升电路转换效率，提高电路可靠性。图2是现有的自激推挽变换器实际电路图，图6是本次实用新型技术电路图；把图2、图6都做成直流输入12V、直流输出5V、输出电流200mA的DC-DC转换器，即输出功率为1W；变压器采用同材质、同型号磁芯，输入与输出线圈匝数一样，都采用同工艺制作变压器。变压器耦合到输出端，都采用图17公知的全波整流电路，由二极管D1、D2，假负载电阻R2和输出滤波电容C3构成。电路参数的设计要求必须满足如下：1、能使电路在同等低温条件下实现热插拔启动；2、能满足同等容性负载热插拔启动。图2、图6输入滤波电容C1、第一晶体管Q1、第二晶体管Q2、二极管D1、D2、电容C3、第四电容C4、电阻R2、第一变压器T1A、T1B采用相同参数，实施对比例子中，需要调整图2、图6各自的第一电阻R1、第二电容C2满足参数设计条件；本实用新型电路器件第三电阻R3、第五电容C5参数必须满足设计要求。表1的数据由图6电路测试所得，第一电阻R1为10Ω，第二电容C2为680pF，第四电容C4为120pF，第三电阻R3为8.9KΩ、第五电容C5为1000pF、第一晶体管Q1、第二晶体管Q2的放大倍数约为200，其集电极最大工作电流1A，最大Vce电压为60V；二极管D1、D2为肖特基整流管，其中变压器T1参数原边Np1、Np2与副边Ns1、Ns2的匝数比为：35:16，反馈Nb1、Nb2的匝数为2，变压器磁芯采用高磁导率铁氧体环形磁芯。表1本实用新型技术方案测试记录为了说明本实用新型的效果，对比现有技术的自激推挽变换器，满足电路设计参数条件下，采用图2的电路原理图，第一电阻R1为3.9KΩ、第二电容C2为0.1μF，第四电容C4为120pF，变压器设计与制作工艺一致，在常温测试下得出表2的实际性能参数。表2现有技术方案测试记录输入电压(V)输入电流(mA)输出电压(V)输出电流(mA)工作频率(kHz)效率(％)1211.25.31空载74.9无125.205.22074.743.331229.105.154074.758.991238.305.116074.666.711247.605.078074.971.011256.805.0410074.573.941265.805.0012074.875.991274.904.9714074.677.411283.904.9416074.678.511293.104.918074.578.9512102.304.8720074.679.34可见，在满载输出效率，本实用新型方案电路要比现有方案效率提升了2.63％，在全负载范围内，本实用新型方案电路的效率都要比现有方案电路效率要高，如图18所示。在空载输出时，本实用新型方案的空载输入电流要比现有方案空载输入电流小3.1mA，即本实用新型的空载功耗要低。表3是为了体现本实用新型方案具有短路保护功能，做了如下条件测试：高温+105℃、输出短路、持续时间1小时，输入电压都为12V。本实用新型方案电路能很好的实现输出短路保护功能特性。表3短路保护测试性能记录表4是为了体现本实用新型方案具有快速启动第一晶体管Q1、第二晶体管Q2的优势，做了如下条件测试：常温+25℃、满功率1W输出，输入电压都为12V，用示波器检测输出端。本实用新型方案电路具有很强的驱动能力，能快速启动第一晶体管Q1、第二晶体管Q2。图19是本实用新型电路启动波形，图20是现有电路启动波形。表4启动测试性能记录实施例二如图21，与实施例一电路图6所不同的是：实施例二电路无实施例一电路所述连接于电源输入端与所述支路a之间的支路a1，所述支路a1包括第一电阻R1；电路实现自激振荡的原理、电路短路保护功能原理与实施例一基本相同。在第三电阻R3、第五电容C5另一端串接对地第二电容C2，能解决由图1、图2、图4电路引起的不足问题。在电路启动时，给第一晶体管Q1、第二晶体管Q2的基极提供大电流；当电路稳态工作时，给第一晶体管Q1、第二晶体管Q2的基极提供小电流；第三电阻R3、第五电容C5在电路启动时的工作特性：如图21所示的第一晶体管Q1、第二晶体管Q2的偏置电路第二电容C2之间串接并联的第三电阻R3、第五电容C5。在上电时给第五电容C5充电，相当于支路a的第三电阻R3、第五电容C5短路状态，如图22所示；输入端电压直接给第二电容C2充电，通常第二电容C2取容值为0.03uF至1uF之间，可知：在上电的短时间内有足够大的电流Ia3流过，给第一晶体管Q1、第二晶体管Q2的提供基极电流，加速第一晶体管Q1、第二晶体管Q2启动，特别在低温时，也会有良好的启动能力；第三电阻R3、第五电容C5在电路正常工作时的特性：图21电路正常工作时，第五电容C5两端电荷相等，相当于开路，如图23所示，则第三电阻R3串联在电压输入正端与支路b之间，流向第一晶体管Q1、第二晶体管Q2的偏置电流Ia4比图22支路a的电流Ia3要小得多，给第一晶体管Q1、第二晶体管Q2基极提供的驱动电流就小，降低了第一晶体管Q1、第二晶体管Q2的饱和深度和驱动功耗，在电路翻转时,减小了晶体管退饱和时的存储时间，从而提高变换器的转换效率，适应高温环境的工作条件。以上对本实用新型实施例所提供的技术方案进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本实用新型实施例的原理以及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只适用于帮助理解本实用新型实施例的原理；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本实用新型实施例，在具体实施方式以及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本实用新型的限制。当前第1页1 2 3