电力转换装置及其控制方法与流程

本发明涉及驱动感应电动机的电力转换装置的驱动控制，特别涉及在再生运转时使感应电动机高精度地运转的电力转换装置。

背景技术：

作为感应电动机的再生运转时的控制方法，如日本特开平8-317698号所记载，记载了在再生运转时对频率或电压进行修正以使q轴二次磁通成为负值，从而防止磁通变化引起的转矩减少，抑制转矩不足的技术。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开平8-317698号

技术实现要素：

发明要解决的课题

日本特开平8-317698号记载的方法在再生运转时使q轴二次磁通成为负值，因此可以确保健壮性。但是，因为脱离了矢量控制的理想状态(q轴二次磁通＝0)，所以在再生运转时，存在对于速度指令值的控制特性劣化的问题。

于是，本发明的目的在于提供一种在再生运转时，也能够稳定地实现高精度的速度控制特性的电力转换器。

用于解决课题的技术方案

本发明的一例特征在于，包括：输出感应电动机的速度推测值或速度检测值的步骤；输出所述感应电动机的转差频率指令值的步骤；运算频率修正值以使得基于电流控制的修正电压值计算出的二次磁通推测值与二次磁通指令值一致或接近的频率修正值运算步骤；和基于所述速度推测值或所述速度检测值、所述频率指令值、所述频率修正值来控制电力转换装置的输出频率值的控制步骤。

发明效果

根据本发明，即使在再生运转时，也能够稳定地提供高精度的速度控制特性。

附图说明

图1是实施例的电力转换装置的结构图。

图2是使用现有技术的情况下的负载运转特性。

图3是实施例的频率修正运算部的结构图。

图4是实施例的修正运算部的结构图。

图5表示实施例的负载运转特性。

图6是实施例的修正运算部的结构图。

图7是实施例的修正运算部的结构图。

图8是实施例的修正运算部的结构图。

图9是实施例的电力转换器的结构图。

图10是实施例的频率修正运算部的结构图。

图11是实施例的电力转换器的结构图。

图12是实施例的电力转换器的结构图。

图13是实施例的电力转换器的结构图。

图14是实施例的电力转换器的结构图。

图15是实施例的电力转换器的结构图。

图16是实施例的电力转换器的结构图。

具体实施方式

以下，用附图详细说明本实施例。其中，对于各图中共通的结构附加相同的参考编号。另外，以下说明的各实施例不限定于图示例。

＜第一实施例＞

图1表示实施例的电力转换装置的结构图。感应电动机1用通过磁通轴(d轴)成分的电流发生的磁通、和与磁通轴正交的转矩轴(q轴)成分的电流发生转矩。电力转换器2输出与三相交流的电压指令值vu^*、vv^*、vw^*成正比的电压值，调节感应电动机1的输出电压值和旋转频率值。直流电源2a对电力转换器2供给直流电压。

电流检测器3输出感应电动机1的三相的交流电流iu、iv、iw的检测值iuc、ivc、iwc。电流检测器3也可以检测感应电动机1的三相中的两相、例如u相和w相的线电流，对于v相的线电流，根据交流条件(iu+iv+iw＝0)，按iv＝-(iu+iw)求出。坐标变换部4根据三相的交流电流iu、iv、iw的检测值iuc、ivc、iwc和相位推测值θdc输出d轴和q轴的电流检测值idc、iqc。

速度推测运算部5基于d轴的电流指令值id^*和q轴的电压指令值vqc^**和q轴的电流检测值iqc和输出频率值ω1^**和感应电动机1的电气常数(r1、r2’、m、l2、φ2d^*)，输出感应电动机1的速度推测值ωr^。转差频率运算部6基于d轴和q轴的电流指令值id^*、iq^*和感应电动机1的二次时间常数t2，输出感应电动机1的转差频率指令值ωs^*。

加法部7输出速度推测值ωr^{^}与转差频率指令值ωs^*的相加值即输出频率值ω1^*。频率修正运算部8基于d轴的电压修正值δvd^*和速度推测值ωr^{^}，输出输出频率值ω1^*的修正值δω。

减法部9输出输出频率值ω1^*与输出频率值的修正值δω的相减值即新的输出频率指令值ω1^**。相位推测运算部10对新的输出频率值ω1^**进行积分运算并输出相位推测值θdc。

d轴的电流指令设定部11输出“正极性”的d轴的电流指令值id^*。在恒定转矩区间中，将d轴的电流指令值id^*设定或控制为一定值。在恒定功率区间中，相对于转矩和转速可变地设定或控制id^*。速度控制运算部12根据速度指令值ωr^*与速度推测值ωr^{^}的偏差(ωr^*-ωr^{^})输出q轴的电流指令值iq^*。

矢量控制运算部13基于感应电动机1的电气常数(r1、lσ、m、l2)和电流指令值id^*、iq^*和输出频率值ω1^**，输出d轴和q轴的电压基准值vdc^*、vqc^*。d轴的电流控制运算部14根据d轴的电流指令值id^*与电流检测值idc的偏差(id^*-idc)输出d轴的电压修正值δvd^*。

q轴的电流控制运算部15根据q轴的电流指令值iq^*与电流检测值iqc的偏差(iq^*-iqc)输出q轴的电压修正值δvq^*。加法部16输出d轴的电压基准值vdc^*与d轴的电压修正值δvd^*的相加值即电压指令值vdc^**。

加法部17输出q轴的电压基准值vqc^*与q轴的电压修正值δvq^*的相加值即电压指令值vqc^**。坐标变换部18根据电压指令值vdc^**、vqc^**和相位推测值θdc输出三相交流的电压指令值vu^*、vv^*、vw^*。

首先，对于不使用本实施例的特征即频率修正运算部8的情况下的无速度传感器控制方式的基本动作进行说明。

在d轴的电流指令设定部11中，输出发生感应电动机1的d轴的二次磁通值φ2d所需的电流指令值id^*。另外，在速度控制运算部12中，用(数1)所示的运算计算q轴的电流指令值iq^*以使速度推测值ωr^与速度指令值ωr^*一致或接近。

在(式1)中，速度控制运算部是比例控制结构(kpasr≠0，kiasr＝0)的情况下，以使速度推测值ωr^接近速度指令值ωr^*(稳态误差：ωr^*-ωr^≠0)的方式进行追踪，是比例积分控制结构(kpasr≠0，kiasr≠0)的情况下，通过积分动作以使速度推测值ωr^与速度指令值ωr^*一致(ωr^*-ωr^＝0)的方式进行追踪。使速度控制运算部采用比例控制结构还是比例积分控制结构，是由应用系统和系统的稳定性决定的。

[式1]

此处：

kpasr：速度控制的比例增益，kiasr：速度控制的积分增益

在矢量控制运算部13中，用d轴和q轴的电流指令值id^*和iq^*和感应电动机1的电气常数(r1、lσ、m、l2)和d轴的二次磁通指令值φ2d^*和输出频率值ω1^**，运算(式2)所示的电压基准值vdc^*、vqc^*。

[式2]

此处：

tacr：电流控制滞后时间常数

r1：一次电阻值，lσ：漏电感值，m：互感值

l2：二次电感值

对于d轴的电流控制运算部14输入d轴的电流指令值id^*和电流检测值idc，对于q轴的电流控制运算部15输入q轴的电流指令值iq^*和电流检测值iqc。此处，按照(式3)，进行(比例+积分)运算以使各成分的电流检测值idc、iqc追随电流指令值id^*、iq^*，输出d轴和q轴的电压修正值δvd^*、δvq^*。

[式3]

此处：

kpdacr：d轴的电流控制的比例增益，kidacr：d轴的电流控制的积分增益

kpqacr：q轴的电流控制的比例增益，kiqacr：q轴的电流控制的积分增益

进而，在加法部16、17中，运算(式4)所示的电压指令值vdc^**、vqc^**，控制电力转换器2的输出。

[式4]

另外，在速度推测运算部5中，用(式5)推测感应电动机1的速度。该速度推测运算通过用干扰观测器推测q轴的感应电压值，除以磁通系数而计算出ωr^。

[式5]

此处：

r2’：二次电阻值的一次侧换算值

tobs：在干扰观测器中设定的速度推测滞后时间常数

另外，在转差频率运算部6中，按照(式6)，运算感应电动机1的转差频率指令值ωs^*。

[式6]

此处：

t2：二次时间常数值

进而，在加法部7中，用速度推测值ωr^和转差频率指令值ωs^*，运算(式7)所示的输出频率值ω1^*。

[式7]

ω1^*＝ωr^+ωs^*……(7)

在相位推测运算部8中，按照(式8)，推测感应电动机1的磁通轴的相位θd。

[式8]

以磁通轴的相位θd的推测值即相位推测值θdc为控制的基准，执行无传感器控制运算。以上是基本动作。

以下，对于使用本实施例的特征即频率修正运算部8的情况下的控制特性进行叙述。

图2示出了使用作为现有技术的日本特开平8-317698的情况下的负载运转特性的模拟结果。

在对于感应电动机1按额定速度的10％进行速度控制的状态下，施加从a点到b点的斜坡状的再生转矩τl直到-200％。可知感应电动机1内部的q轴的二次磁通φ2q为“负”地发生，d轴的二次磁通φ2d为“正”地增加，而实际速度值ωr低于速度指令值ωr^*，在图中所示的b点以后发生稳态的速度偏差δωr。

即，在再生运转中，存在速度控制特性劣化的问题。此处，如果使用本实施例的特征即频率修正运算部8，则能够改善该速度控制特性。以下，对此进行说明。

图3示出了实施例的频率修正运算部8的模块。

在q轴的二次磁通运算部8a中，输入d轴的电压修正值δvd^*和速度推测值ωr^，根据(式9)计算出q轴的二次磁通推测值φ2q^。

[式9]

q轴的二次磁通指令设定部8b输出q轴的二次磁通指令值φ2q^*。

在减法部8c中，输出q轴的二次磁通推测值φ2q^与q轴的二次磁通指令值φ2q^*的偏差δφ2q^。

在修正运算部8d中，对输出频率值的修正值δω进行运算并输出以抑制δφ2q^。此处，说明修正运算部8d的结构。

图4是按(比例+积分)构成修正运算部的情况。q轴的二次磁通推测值φ2q^与q轴的二次磁通指令值φ2q^*的偏差δφ2q^对具有常数kp的比例运算部8d1、和具有常数ki1的积分运算部8d2输入，它们的输出信号对加法部8d3输入。

即，根据(式10)所示的运算计算输出频率值的修正值δω。

[式10]

图5示出了本实施例的负载运转特性的模拟结果(设定了图2中使用的负载条件)。对图2和图5所公开的负载特性的结果进行比较，可知使用本实施例的特征即频率修正运算部8的控制的情况下，图中的感应电动机内部的d轴和q轴的二次磁通值φ2d、φ2q的精度都显著提高，感应电动机的实际速度值ωr的稳态的速度偏差δωr＝0(速度指令值ωr^*＝实际速度值ωr)。本实施例的频率修正运算部8的效果是明显的。

即，通过根据d轴的电压修正值δvd^*运算q轴的二次磁通值φ2q，对输出频率值ω1^*进行修正，来追加与φ2q的发生相关的反馈环路，这是本实施例的特征，与现有的特性即图2相比，能够实现更高精度的速度控制。

另外，上述实施例中，在频率修正运算部8内的修正运算部8d中，运算结构采用(比例+积分)，但也可以如图6所示，采用对用比例和积分构成的输出值进一步积分的结构。图中的8d1、8d2、8d3与图4的相同。在图6的结构中，追加了具有常数ki2的积分运算部8d4和加法部8d5。对图4的输出即加法部8d3的输出信号加上了积分运算部8d4的输出信号。

即，根据(式11)运算输出频率值的修正值δω。

[式11]

通过采用这样的结构，使q轴的二次磁通推测值φ2q^接近上述q轴的二次磁通指令值φ2q^*的作用增大。即，能够提高与q轴的二次磁通值φ2q的抑制相关的反馈环路的稳定性，能够实现转矩变动较少的稳定的运转。

进而，在频率修正运算部8内的修正运算部8d中，将比例运算和积分运算的增益(kp、ki1、ki2)设为固定值，但也可以如图7、图8所示地使其与速度推测值ωr^相应地变化。

图7、图8中的8d’分别相当于图4、图6中的8d。图7中，q轴的二次磁通推测值φ2q^与q轴的二次磁通指令值φ2q^*的偏差δφ2q^对具有与速度推测值ωr^的大小相应地变化的kp’的比例运算部8d’1和具有ki’1的积分运算部8d’2输入，将它们用加法部8d’3相加，成为输出频率值的修正值δω。

另外，图8中的8d’1、8d’2、8d’3与图7的相同。在图8的结构中，追加了具有与速度推测值ωr^的大小相应地变化的ki’2的积分运算部8d’4和加法部8d’5。对图7的输出即加法部8d’3的输出信号加上了积分运算部8d’4的输出信号。

在图7、图8中，通过与速度推测值ωr^的大小大致成正比地使kp’、ki’1、ki’2变化，使q轴的二次磁通推测值φ2q^接近q轴的二次磁通指令值φ2q^*的作用与速度相应地变化。即，在感应电动机的低速区间至高速区间中，能够提高与q轴的二次磁通值φ2q的发生相关的反馈环路的稳定性，能够实现转矩变动更少的运转。

另外，作为构成本实施例的电力转换器2的开关元件，可以是si(硅)半导体元件，也可以是sic(碳化硅)或gan(氮化镓)等宽带隙半导体元件。

＜第二实施例＞

图9是实施例的电力转换装置的结构图。在第一实施例中，将频率修正运算部8内部的q轴的二次磁通指令值设为固定值，但本实施例是使q轴的二次磁通指令值变化的方式。图中，1～7、9～18、2a与图1的相同。

频率修正运算部8’基于d轴的电压修正值δvd^*和速度推测值ωr^和q轴的电流指令值iq^*，输出输出频率值ω1^*的修正值δω。

图10示出了频率修正运算部8’的结构。8a、8c、8d与第一实施例中的频率修正运算部8相同。

8e是动力/再生的运转模式判断部，如果q轴的电流指令值iq^*与速度推测值ωr^符号相同，则判断为动力运转并输出“0”，如果iq^*与ωr^符号不同，则判断为再生运转并输出“1”。8b’是q轴的二次磁通指令设定部，在8b’中，在8e的输出为“0”的情况下：φ2q^*设定为零，在8e的输出为“1”的情况下：将φ2q^*设定为零或者与q轴的电流指令值iq^*极性相同的值。即，通过在再生运转时，将φ2q^*设定或控制为与iq^*符号相同的一定值，能够实现高精度并且健壮性高的速度控制。

此处，在再生运转时，将φ2q^*设为与iq^*符号相同的一定值，但是φ2q^*的大小与感应电动机1的一次电阻值的设定误差δr1和进行构成电力转换器的开关元件的死区时间补偿时的误差电压值相关。

如果这些设定值与实际值一致，则φ2q^*＝0即可，但预先考虑该设定误差地、例如与速度推测值的大小大致成反比地设定φ2q^*时，能够实现更稳定的运转。上述φ2q^*的值是一例，不限定于该数值。

＜第三实施例＞

图11是实施例的电力转换器的结构图。在第一实施例中，用频率修正运算部8的输出值对输出频率值ω1^*进行了修正，但本实施例是对速度推测值ωr^进行修正的方式。图中，1～8、10～18、2a与图1的相同。

减法部9’输出对运算得到的速度推测值ωr^减去频率修正值δω得到的新的速度推测值ωr^^。在速度控制运算部12中，运算q轴的电流指令值iq^*，以使速度推测值ωr^^与速度指令值ωr^*一致或接近。

即，通过代替输出频率值地对速度推测值进行修正，也能够与第一实施例同样地实现高精度的速度控制，可以获得同样的效果。

＜第四实施例＞

图12是实施例的电力转换器的结构图。在第一至第三实施例中，设定了1个在频率修正运算部8的修正运算部8d中设定的q轴的二次磁通指令值φ2q^*，但本实施例中，设定了2个q轴的二次磁通指令值。图中，1～7、9～18、2a与图1的相同。

19设定2个q轴的二次磁通指令设定值(φ2q1^*、φ2q2^*)。例如，对于第一q轴二次磁通指令设定值φ2q1^*设定零，对于第二q轴二次磁通指令设定值φ2q2^*设定与q轴的电流指令值iq^*极性相同的d轴的二次磁通指令φ2d^*以下的值。

在频率运算部8”中，首先，将q轴的二次磁通指令值设定为第一q轴二次磁通指令值(φ2q1^*)进行实际运转，结果发生转矩不足状态或过电流跳闸的情况下，在下一个运算时刻，自动地将q轴的二次磁通指令值设定变更为第二q轴二次磁通指令值(φ2q2^*)。通过这样地构成，能够设定最佳的q轴的二次磁通指令值。

另外，本实施例中说明了作为q轴的二次磁通指令值，使用第一设定值和第二设定值这2个设定值进行控制的方式，但也可以使用3个以上的设定值进行控制。这样，通过设置数个q轴的二次磁通指令值，无论在怎样的负载转矩状态(转矩的大小和斜率)下都能够稳定地实现高精度的速度控制。

＜第五实施例＞

图13是实施例的电力转换器的结构图。本实施例将本实施例应用于感应电动机驱动系统。图中，构成要素的1～18、2a与图1的相同。

作为图1的构成要素的感应电动机1被电力转换装置20驱动。在电力转换装置20中，图1的1～18、2a以软件、硬件的方式实现。

能够用电力转换装置20的数字操作器20b或个人计算机21、平板电脑22、智能手机23等上级装置，设定q轴的二次磁通指令值(φ2q^*、φ2q1^*、φ2q2^*)的值。

如果将本实施例应用于感应电动机驱动系统，则能够实现高精度的速度控制特性。

另外，本实施例中，用第一实施例进行了公开，但也可以是第二至第四实施例。

以上的第一至第五实施例中，根据电流指令值id^*、iq^*和电流检测值idc、iqc，生成电压修正值δvd^*、δvq^*，进行了将该电压修正值与矢量控制的电压基准值相加的(式2)所示的运算，但也能够应用于：根据电流指令值id^*、iq^*和电流检测值idc、iqc，生成矢量控制运算中使用的(式12)所示的中间的电流指令值id^**、iq^**，用该电流指令值、和输出频率值ω1^**以及感应电动机1的电气常数，按照(式13)运算电压指令值vdc^***、vqc^***的矢量控制方式，

[式12]

此处：

kpdacr1：d轴的电流控制的比例增益，

kidacr1：d轴的电流控制的积分增益，

kpqacr1：q轴的电流控制的比例增益，

kiqacr1：q轴的电流控制的积分增益，

td：d轴的电气时间常数(ld/r)，tq：q轴的电气时间常数(lq/r)

[式13]

根据电流指令值id^*、iq^*和电流检测值idc、iqc，用(式14)运算矢量控制运算中使用的d轴的比例运算成分即电压修正值δvdp^*、d轴的积分运算成分即电压修正值δvdi^*、q轴的比例运算成分即电压修正值δvqp^*、q轴的积分运算成分即电压修正值δvqi^*，

[式14]

用这些电压修正值和输出频率值ω1^**以及感应电动机1的电气常数，按照(式15)运算电压指令值vdc^****、vqc^****的矢量控制方式，

[式15]

另外，也能够应用于用d轴的电流指令值id^*和q轴的电流检测值iqc的一阶滞后信号iqctd和速度指令值ωr^*和感应电动机1的电气常数，运算(式16)所示的输出频率指令值ω1^***和(式17)所示的电压指令值vdc^*****、vqc^*****的控制方式。

[式16]

[式17]

以上的第一至第六实施例中，在速度推测运算部5中，按照(式5)运算速度推测值，但也可以是在q轴电流控制中，同时使用电流控制和速度推测的方式。

如(式18)所示地运算速度推测值ωr^{^^^}。

[式18]

此处：

kpqacr2：电流控制的比例增益，kiqacr2：电流控制的积分增益

进而，以上的第一至第五实施例中，在速度推测运算部5中，按照(式5)运算速度推测值，但也可以是如图14中所公开地，在感应电动机1中安装速度检测用编码器26，根据编码器信号运算速度检测值的方式。

该情况下，通过在感应电动机1中安装速度检测用的编码器，设置速度检测运算部5’以代替实施例1至实施例5中公开的速度推测运算部5，能够正确地检测感应电动机1的实际速度值(速度检测值)ωrd。

＜第六实施例＞

图15是实施例的电力转换器的结构图。用要素8’或8”构成而代替图15中的构成要素8、用要素9’构成而代替9也可以获得同样的效果。不同点在于不是将速度指令值ωr^*而是将输出频率ω1r^*作为指令值给出。

用减法部24对于输出频率指令值ω1r^*减去转差频率指令值ωs^*，输出速度指令值ωr^*。

也可以是通过如图14所公开地，设置速度检测运算部5’代替速度推测运算部5，而运算速度检测值ωrd代替感应电动机1的速度推测值ωr^{^}的方式。

＜第七实施例＞

图16是实施例的电力转换器的结构图。用要素8’或8”构成而代替图16中的构成要素8、用要素9’构成而代替9也可以获得同样的效果。不同点在于不是将速度指令值ωr^*而是将输出频率ω1r^*作为指令值给出，用减法部25对于输出频率指令值ω1r^*减去输出频率值ω1^*，作为速度控制运算部的输入信号。也可以是通过如图14所公开地，设置速度检测运算部5’代替速度推测运算部5，而运算速度检测值ωr代替感应电动机1的速度推测值ωr^的方式。

符号说明

1…感应电动机，2…电力转换器，2a…直流电源，3…电流检测器，4…坐标变换部，5…速度推测运算部，6…转差频率运算部，7…加法部，8、8’、8”…频率修正运算部，9、24…减法部，10…相位推测运算部，11…d轴电流指令设定部，12…速度控制运算部，13…矢量控制运算部，14…d轴电流控制运算部，15…q轴电流控制运算部，16、17、25…加法部，18…坐标变换部，20…电力转换装置，20a…电力转换装置的内部，22…个人计算机，23…平板电脑，24…减法部，25…减法部，26…速度检测用编码器，id^*…d轴电流指令值，iq^*…q轴电流指令值，ωr…感应电动机1的速度，ωr^…速度推测值，ωr^^…新的速度推测值，ωrd…速度检测值，ωs…感应电动机1的转差，ωs^*…转差频率指令值，ω1r^*…输出频率指令值，ω1r…输出频率值，ω1^*…感应电动机1的输出频率值，ω1^**…新的输出频率值，δω…输出频率值的修正量，θdc…相位推测值，ωr^*…速度指令值，vdc^*…d轴的电压指令的基准值，vqc^*…q轴的电压指令的基准值，vdc^**、vdc^***、vdc^****、vdc^*****…d轴的电压指令值，vqc^**、vqc^***、vqc^****、vqc^*****…q轴的电压指令值。