用于基于N沟道的线性调节器的偏置电压发生器的制作方法

背景技术：

电子系统可以包括依赖于稳压电源的部件。功率转换器电路可以用于提供具有调节电压的电路电源轨。线性稳压器(有时称为ldo)采用一种为电子系统提供稳压电压的方法。线性稳压器可以提供高电源抑制比(psrr)和低输出噪声性能，并且被广泛用于对噪声敏感的电源线供电，例如但不限于用于模数转换器(adc)的电源线，数模转换器(dac)和射频(rf)电路(例如adc，dac，rf等)。dc-dc开关模式电压转换器也可以用于提供经调节的dc电压。dc-dc开关模式电压转换器通常可以提供比ldo更好的效率。为了捕获这两个系统的优点，一些流行的模拟信号链系统功率设计将dc-dc开关模式电压转换器与ldo组合。

随着信号链系统不断发展，更复杂的系统已经被打包成更小的解决方案尺寸。此外，集成电路核心电源电压已经向下移动，以便在演进的低几何工艺中节省功率消耗。然而，使用传统的p沟道线性稳压器变得更加困难，因为较低的输入电压不提供足够的栅极导通电压。

技术实现要素：

本该概述旨在提供本专利申请的主题的概述。其并不旨在提供本主题的排他性或穷尽性解释。包括详细描述以提供关于本专利申请的进一步信息。

附图说明

在不一定按比例绘制的附图中，相同的附图标记可以在不同的视图中描述相似的部件。具有不同字母后缀的相同数字可表示类似组件的不同实例。附图通过示例而非限制的方式总体示出了本文献中讨论的各种实施例。

图1大体示出形成用于电子设备的电压供应系统的级联dc-dc开关模式电压转换器和线性调节器的示例。

图2示出了基于n沟道晶体管的线性调节器。

图3大体上示出了根据本主题的各种示例的包括基于n沟道的线性调节器的电源，该线性调节器与dc到dc开关模式电压转换器级联，该dc到dc开关模式电压转换器包括用于基于n沟道的线性调节器的偏置电压发生器。

图4大体上示出了用于为电源的基于n沟道的线性调节器提供偏置电压的方法的流程图，其中基于n沟道的线性调节器与根据各种不同的dc-dc开关模式电压转换器级联本主题的示例。

具体实施方式

图1大致示出了形成用于电子设备的电压供应系统100的级联dc-dc开关模式电压转换器101、102和线性调节器103、104的示例。电压供应系统100可以包括级联的第一开关模式电压转换器101，用于提供第一输出电压(vout1)的第一线性调节器103和与第二线性调节器104级联的第二开关模式电压转换器102，以提供第二输出电压(vout2)。尽管不限于此，系统可以为负载105(例如，模拟负载)提供干净的1.0v和3.3v电压供应，例如可以包括模数转换器(adc)、数模转换器(dac)、射频部件等。dc-dc开关模式电压转换器101、102可以提供来自第一开关模式电压转换器101的3.8伏和来自第二开关模式电压转换器102的1.2v的后调节电源。开关模式电压转换器101,102的输出馈送到相应的线性调节器103,104中以获得调节的3.3v(vout1)和1.0v(vout2)电源电压。如所配置的，线性调节器103、104在低电压余量(vin-vout＝200mv/500mv)中操作，以便最大化系统效率。应当理解，在不脱离本主题的范围的情况下，每个开关模式电压转换器和线性调节器组合的其它电源电压和输出电压组合是可能的。

第二线性调节器104的输入电压被配置为与1.0v输出一样低并且接近，以保持小的净空并提高第二线性调节器104的效率。然而，传统的基于p沟道晶体管的线性调节器变为由于栅极导通电压不足，更难以支持较低的输入电压。对基于p沟道的稳压器的选择是使用n沟道晶体管提供输出电压的线性稳压器的可能性。图2示出了基于n沟道晶体管的线性调节器203，其可以包括栅极驱动放大器210，诸如n沟道场效应晶体管(nfet)的n沟道晶体管211和反馈网络212。在某些示例中，具有n沟道晶体管的线性稳压器可以允许非常低的输入电压操作，并且由于其源极跟随器结构，可以具有更好的psrr性能。然而，基于n沟道的线性调节器可以采用高于输出电压(vout)的偏置栅极驱动电压(vbias)，以允许更好的调节。在一些应用中，可以提供增加电压电源系统的复杂性的外部偏置电压源，以便完全调节线性调节器的输出电源电压。在某些应用中，其中输入电压高于输出电压，基于n沟道的线性调节器的偏置电压可以由输入电压提供。本发明人已经认识到，还存在诸如图1所示的拐角应用，其中例如从5伏电源提供3.3伏特，当将公差纳入到n沟道线性调节器中时，不提供足够的偏置电压考虑。这样的应用可以包括额外的偏置电源，以使得能够在组合的dc-dc开关模式电压转换器和线性调节器电路中操作基于n沟道的线性调节器。

本发明人还认识到可以为输入电源电压下降的应用提供非常优雅而简单的解决方案的装置和方法，以便为与dc到dc开关型晶体管级联的n沟道线性调节器提供足够的偏置电压，模式电压转换器。图3通常示出了电源电路300，其包括与第一级串联的基于n沟道的线性调节器303的第二级dc-dc开关模式电压转换器301，其包括用于基于n沟道的线性调节器303。在某些示例中，dc-dc开关模式电压转换器301可以包括控制器320、高侧驱动器321、高侧晶体管322、低侧驱动器323、低侧晶体管324、电感器325、输出电容器326和包括自举二极管328和自举电容器329的自举电路327。在某些示例中，线性调节器303可以包括栅极驱动放大器310，提供输出电压的n沟道晶体管311vout)和反馈网络312。

在某些示例中，偏置电压发生器306可以包括偏置二极管330和偏置电容器331，其串联耦合在dc到dc开关模式电压转换器301的自举电路327的中间节点(bst)地面。

当dc-dc开关模式电压转换器被使能时，低侧晶体管(q2)324可以导通或置于第一状态，并且开关节点(sw)可以被拉至接地。结果，自举电容器(c1)329可以通过自举二极管(d1)充电到输入电压电平(vin)，并且可以为dc的高侧驱动器321和低侧驱动器323提供偏置电压dc开关模式电压转换器301。当低侧晶体管(q2)324开始关断或置于第二状态时，高侧晶体管322(q1)可以开始导通。当低侧晶体管324(q2)进入第二状态时，开关节点(sw)可以与地隔离。随着高侧晶体管322(q1)导通，开关节点(sw)可以上升到输入电压电平(vin)，迫使中间节点(bst)电压电平为大约vin+vc1，其中vc1＝vin-vd)。然后，dc到dc开关模式电压转换器301的开关控制320可以通过关断高侧晶体管(q1)322和导通低侧晶体管(q2)324来重复该模式。

本发明人已经认识到，由于dc-dc开关模式电压转换器301中的自举电路327已经为dc-dc开关模式电压转换器本身提供了浮动偏置电压，所以相同的自举电路327可以是重新用于产生相对于地或栅极驱动放大器310的低侧电源节点的固定偏置电源电压(vbias)。在某些示例中，重新设计自举电路327以提供偏置电压(vbias)可以包括一个优雅但简单的二极管和电容电路。偏置二极管(d2)330和偏置电容器(c2)331可以耦合到dc到dc开关模式电压电路301的中间节点(bst)，以将自举电容器(c1)电压整流为基本上固定的偏置电压(vbias)，其可以参考接地或栅极驱动放大器310的低侧电源节点。在某些示例中，当高侧晶体管322(q1)导通并且开关节点(sw)上升到输入电压电平(vin)，迫使中间节点(bst)电压电平为大约vin+vc1，自举电容器329的电荷可以经由偏置二极管330传送到偏置电容器331。偏置电容器331两端的电压可以被提供为偏置电压(vbias)。偏置电压(vbias)可用于为基于n沟道的线性调节器303中的n沟道晶体管311的栅极驱动器放大器310供电。在某些示例中，偏置电压(vbias)被估计为2*vin-2*vd，其中vin是电源电路300的电源电压，vd是自举二极管(d1)328和偏置二极管(d2)330两端的平均电压。在一些示例中，可以添加可选的线性调节器332以改善偏置电压(vbias)的噪声特性和psrr。

自举电路的工作频率可以与基本dc-dc开关频率相同，因此由偏置电源电压发生器306引起的线性调节器输出噪声杂散可以具有与dc-dc开关频率相同的频率。噪声杂散可能与来自dc-dc开关模式电压转换器输出的线性稳压器输入电压(vdd)的基波电压纹波重叠。这样，噪声杂散通常是高频的，并且可以容易地由附加的lc滤波器滤波。根据本主题的偏置电压发生器306在一些应用中减少了对额外电源的需要并且是非常低的成本，因为最基本的示例仅向级联电源仅添加二极管(d2)和电容器(c2)如图1所示。在某些示例中，在dc到dc开关模式电压转换器301的中间节点(bst)处可用的电压大约为2*vin-vd。在某些示例中，产生的偏置电压(vbias)可以是大约2*vin-2*vd，其足够高以提供对基于n沟道的线性调节器的完全控制，甚至在具有插入在偏置中的可选线性调节器的示例中电源电压处理路径用于噪声清除。

图4大体上示出了用于为电源的基于n沟道的线性调节器提供偏置电压的方法的流程图，其中基于n沟道的线性调节器与根据各种不同的dc-dc开关模式电压转换器级联本主题的示例。方法400在401处可以包括在开关模式电压转换器的自举电路处接收电源的输入电压。在某些示例中，自举电路可以为开关模式电压转换器的驱动器提供偏置电压。在402处，开关模式电压转换器的输出可以为基于n沟道的线性调节器的n沟道传输晶体管提供电源电压。在某些示例中，电源电压可以直接耦合到n沟道传输晶体管的漏极端子。在403，可以使用耦合到自举电路的中间节点的偏置电压电路来提供用于n沟道传输晶体管的栅极驱动器的偏置电压。在某些示例中，偏置电压电路可以对自举电路的中间节点的电压进行整流，以提供高于电源的输入电压的偏置电压。在一些示例中，偏置电压电路可以包括线性调节器，以提供所提供的偏置电压的更好的噪声和psrr特性。

各种注释&例子

在示例1中，级联电源系统可以包括开关模式dc-dc功率转换器和线性调节器电路。dc-dc功率转换器可以包括输入电压节点，第一级输出电压节点和自举浮动偏置电压节点。线性调节器可以包括n沟道场效应晶体管(nfet)传输晶体管和栅极驱动器电路。nfet晶体管可以包括耦合到第一级输出电压节点的漏极端子，栅极端子和被配置为提供第二级输出电压的源极端子。栅极驱动器电路可以包括耦合到nfet传输晶体管的栅极端子的驱动器输出和被配置为接收从自举浮动偏置电压节点产生的偏置电压的高侧电源节点。

在示例2中，示例1的系统可选地包括位于自举浮动偏置电压节点和高侧电源节点之间的整流电路。

在示例3中，示例1-2中的任何一个或多个的整流电路可选地被配置为将偏置电压参考到栅极驱动器电路的低侧电源节点。

在示例4中，示例1-3中的任何一个或多个的整流电路可选地包括被配置为提供偏置电压的输出线性调节器。

在示例5中，示例1-4中的任一个或多个的整流电路可选地包括耦合到自举浮动偏置电压节点的二极管和与二极管串联地耦合到地的电容器。

在示例6中，被配置为为基于n沟道的线性调节器提供偏置电压的偏置发生器可以包括被配置为接收输入电压(vin)并且为基于n沟道的线性调节器提供电源电压(vdd)的自举电路调节器以及耦合到所述自举电路的中间节点的偏置电压电路，所述偏置电压电路被配置为向所述nmos线性调节器的栅极驱动器提供所述偏置电压(vbias)。

在示例7中，示例1-6中的任何一个或多个的偏置电压电路可选地包括耦合到中间节点的二极管和与二极管串联耦合到地的电容器。

在示例8中，示例1-7中的任何一个或多个的偏置电压电路可选地包括输出线性调节器，该输出线性调节器具有耦合到二极管和电容器的输入，并且被配置为提供偏置电压。

在示例9中，示例1-8中的任何一个或多个的自举电路可选地包括电感器，第一开关，其被配置为在第一开关的第一状态下将电感器的第一节点与输入电压耦合，在所述第一开关的第二状态中从所述输入电压感测所述电感器的第一节点，耦合在所述中间节点与所述输入电压之间的自举二极管，以及耦合在所述中间节点与所述电感器的第一节点之间的自举电容器。

在示例10中，示例1-9中的任何一个或多个的自举电路可选地包括第二开关，其被配置为在第二开关的第一状态下将电感器的第一节点耦合到地，以及在所述第二开关的第二状态中隔离电感器的第一节点和地面。

在示例11中，示例1-10中的任何一个或多个的偏置电压(vbias)可选地大于输入电压(vin)。

在示例12中，示例1-11中的任一个或多个的中间节点的最大电压可选地是输入电压(vin)减去二极管的正向偏置电压的大约两倍。

在示例13中，示例1-12中的任何一个或多个的偏置电压(vbias)的平均值可选地是输入电压(vin)减去二极管的正向偏置电压(vd)的两倍的约两倍，vbias＝2vin-2vd。

在示例14中，用于为基于n沟道的线性调节器提供偏置电压(vbias)的方法可以包括：在开关模式电压转换器的自举电路处接收输入电压(vin)，在开关模式电压转换器的输出提供基于n沟道的线性调节器的电源电压(vdd)，以及使用耦合到所述自举电路的中间节点的偏置电压电路将所述偏置电压(vbias)提供给所述基于n沟道的线性调节器的栅极驱动器。

在示例15中，示例1-14中的任何一个或多个的方法可选地包括经由偏置电压电路的二极管从自举电路的自举电容器转移电荷。

在示例16中，示例1-15中的任何一个或多个的方法可选地包括将电荷累积在偏置电压电路的电容器中。

在示例17中，示例1-16中的任一个或多个的方法可选地包括在偏置电压电路的输出线性调节器处接收偏置电压电路的电容器两端的电压，并且在输出端的输出处提供偏置电压线性稳压器。

这些非限制性示例中的每一个可以独立，或者可以以各种排列或组合与一个或多个其他示例组合。

上述详细描述包括对形成详细描述的一部分的附图的参考。附图通过说明示出了可以实施本发明的具体实施例。这些实施例在本文中也被称为“示例”。这些示例可以包括除了所示或所描述的元件之外的元件。然而，本发明人还考虑了其中仅提供所示或描述的那些元件的示例。此外，本发明人还考虑使用关于特定示例(或其一个或多个方面)或相对于其他示例(或其一个或多个方面)使用所示或所述元件(或其一个或多个方面)的任何组合或排列的示例(或其一个或多个方面)。

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