电机的控制的制作方法

本申请是中国发明专利申请(申请号：201180058586.1，申请日：2011年9月21日，发明名称：电机的控制)的分案申请。

本发明涉及电机的控制。

背景技术：

电机的性能取决于相激励与转子位置的准确正时。电机可包括传感器，传感器输出表示转子位置的信号。相激励则在相对于该信号的边沿的时间处发生。电机内的容差可意味着信号的占空比没有被最优地平衡。因此，电机的性能可关于每一次电力接通不一致。

技术实现要素：

在第一方面中，本发明提供一种控制电机的方法，该方法包括：选择转子位置信号的边沿为基准边沿；和在相对于该基准边沿的时间处使电机的相绕组换向，其中，转子位置信号每机械周期具有n个边沿，n至少为四，该n个边沿中的每一个与反电动势中的过零或相绕组的感应系数(inductance)中的最小值相关，n个边沿中的至少一个具有相对于其相应过零或最小值的角位置，该角位置不同于其他n个边沿的角位置，以及基准边沿从所述n个边沿中被选择，使得基准边沿相对于其相应过零或最小值的角位置关于电机的每一次电力接通相同。

通过选择一基准边沿，边沿的相对于其在反电动势中的过零或感应系数中的最小值的角位置针对该基准边沿相等，以及随后在在相对于该基准边沿的时间处激励相绕组，电机的行为关于每一次电力接通一致，而与转子位置信号中的任何占空比不平衡无关。电机的动力和/或效率因此关于每一次电力接通不变。此外，如果电机由ac电源供电，则从ac电源得到的电流波形内的谐波的大小不变。

在每机械周期的n个边沿中，关于每一次电力接通，不同边沿可被选择为基准边沿。但是，基准边沿相对于反电动势中的过零或感应系数中的最小值的角位置相同。

选择基准边沿包括测量边沿n和n+n/2之间的第一时段，测量边沿n+n/2和n+n之间的第二时段，和比较第一操作对象和第二操作对象，其中，第一操作对象包括第一时段，第二操作对象包括第二时段。在比较的结果逻辑上真时的情况下选择第一时段的边沿，以及在比较的结果逻辑上假时的情况下选择第二时段的边沿。第一时段因此大致跨过机械周期的一个半周期，而第二时段大致跨过机械周期的另一个半周期。通过比较操作对象，所述操作对象每一个包括这些时段中的一个，可通过单个比较操作选择基准边沿。实施该方法必要的步骤或指令因此相对较简单，且因此可以采用相对较廉价的微处理器等。

第一操作对象可仅包括第一时段，而第二操作对象可仅包括第二时段。因此，基准边沿可相对较快和简单地确定。

如果在测量第一和第二时段时电机的速度变化，则可能选择错误的边沿。选择基准边沿因此可包括测量边沿n+mn和n+mn+n/2之间的第三时段，以及测量边沿n+mn-n/2和n+mn之间的第四时段。第一操作对象则包括第一时段和第三时段的和，第二操作对象包括第二时段和第四时段的和。因此，两个操作对象的比较考虑了电机速度的变化。特别地，当电机的速度恒定或线性变化时，选择同一基准边沿。

m的值可以等于一。因此，第二和第四时段是同一个。这于是减少了需要的测量的数量。特别地，第二和第四时段通过在边沿n+n/2和n+n之间进行单个测量而获得。

选择基准边沿可包括暂停相绕组的激励。因而，电机的速度线性地下降持续时段被测量的时间。

选择时段的边沿可包括选择时段的引导边沿和拖尾边沿中的一个。

转子位置信号每机械周期可具有n个脉冲，每一个脉冲由转子位置信号的两个相继边沿限定。选择基准边沿则可包括比较至少两个脉冲的长度，和选择具有最长或最短长度的脉冲的边沿。通过比较信号的两个或多个脉冲的长度，可识别出单一脉冲。于是通过选择单一脉冲可选择相对每一次电力接通相同的基准边沿。

选择基准边沿可包括比较跨过机械周期的所有脉冲的长度。替换地，选择基准边沿可包括仅比较具有上升引导边沿和下降引导边沿中的一个的那些脉冲的长度，以及随后选择具有最长或最短长度的脉冲的边沿。这于是减少比较操作的数量。如果两个或多个脉冲具有最长或最短的长度(即，如果不存在比其他脉冲更长或更短的单个脉冲)，则选择基准边沿可进一步包括比较具有上升引导边沿和下降引导边沿中的另一个的其他脉冲的长度，和选择具有最长或最短长度的其他脉冲的边沿。因此，比较操作的数量继续小于当比较所有脉冲的长度时的比较操作的数量。如果，再次，两个或多个其他脉冲具有最长或最短的长度(即，如果不存在比其他脉冲更长或更短的单个脉冲)，则选择基准边沿可包括选择信号的上升边沿和下降边沿中的一个。对于每机械周期具有四个脉冲的信号，如果具有上升引导边沿的脉冲具有相同长度且具有下降引导边沿的脉冲具有相同长度，则这意味着信号的占空比关于每一个机械半周期重复。因而，任何上升边沿或下降边沿可以被选择，只要相同类型的边沿关于每一次电力接通被选择。

在第二方面中，本发明提供一种控制电机的方法，该方法包括：选择转子位置信号的边沿为基准边沿；和在相对于该基准边沿的时间处使电机的相绕组换向，其中，转子位置信号每机械周期具有n个边沿，n至少为四，以及选择基准边沿包括：测量边沿n和n+n/2之间的第一时段；测量边沿n+n/2和n+n之间的第二时段；比较第一操作对象和第二操作对象，其中，第一操作对象包括第一时段，第二操作对象包括第二时段；在比较的结果逻辑上真时的情况下选择第一时段的边沿；和在比较的结果逻辑上假时的情况下选择第二时段的边沿。

在第三方面，本发明提供一种用于电机的控制系统，该控制系统执行如前述段落中任一个描述的方法。

在第四方面，本发明提供了一种用于电机的控制器，该控制器具有输入端和一个或多个输出端，所述输入端用于接收转子位置信号，所述输出端用于输出用于使电机的相绕组换向的一个或多个控制信号，控制器选择转子位置信号的边沿作为基准边沿，并产生用于在相对于基准边沿的时间处使相绕组换向的控制信号，其中，转子位置信号每机械周期具有n个边沿，n至少为四，该n个边沿中的每一个与反电动势中的过零或相绕组的感应系数中的最小值相关，n个边沿中的至少一个具有相对于其相应过零或最小值的角位置，该角位置不同于其他n个边沿的角位置，以及基准边沿从所述n个边沿中被选择，使得基准边沿相对于其相应过零或最小值的角位置关于每一次电力接通相同。

在第五方面，本发明提供了一种用于电机的控制器，该控制器具有输入端和一个或多个输出端，所述输入端用于接收转子位置信号，所述输出端用于输出用于使电机的相绕组换向的一个或多个控制信号，控制器选择转子位置信号的边沿作为基准边沿，并产生用于在相对于基准边沿的时间处使相绕组换向的控制信号，其中，转子位置信号每机械周期具有n个边沿，n至少为四，以及选择基准边沿包括：测量边沿n和n+n/2之间的第一时段；测量边沿n+n/2和n+n之间的第二时段；比较第一操作对象和第二操作对象，其中，第一操作对象包括第一时段，第二操作对象包括第二时段；在比较的结果逻辑上真时的情况下选择第一时段的边沿；和在比较的结果逻辑上假时的情况下选择第二时段的边沿。

附图说明

为了本发明可被更容易地理解,本发明的实施例现在将要参考附图通过实例而被描述，其中：

图1是根据本发明的电动机系统的方框图；

图2是电动机系统的示意图；

图3是电动机系统的电动机的剖面图；

图4详细示出逆变器响应于通过电动机系统的控制器发出的控制信号的被允许状态；

图5示出当在加速模式下操作时电动机系统的各波形；

图6示出当在稳态模式下操作时电动机系统的各波形；

图7示出当没有应用占空比补偿时电动机系统的各波形；和

图8示出当应用占空比补偿时电动机系统的各波形。

具体实施方式

图1至3的电动机系统1由ac电源2供电，并且包括无刷电动机3和控制系统4。

电动机3包括四极永磁体转子5，所述转子5相对于定子6旋转。定子6包括一对c形状芯部，所述芯部限定出四个定子极。导线被绕芯部缠绕并被联接在一起以形成单相绕组7。

控制系统4包括整流器8、dc链滤波器9、逆变器10、门驱动器模块11、电流传感器12、转子位置传感器13、和控制器14。

整流器8包括具有四个二极管d1-d4的全波桥，其对ac电源2的输出进行整流以提供dc电压。

dc链接过滤器9包括电容器c1，该电容器c1使由逆变器10的切换引起的相对较高频率的波动平滑化。如需要，dc链接过滤器9可另外以基础频率平滑经整流的dc电压。

逆变器10包括具有四个功率开关q1-q4的全桥，其将dc链电压联接至相绕组7。开关q1-q4中的每一个包括续流二极管。

门驱动器模块11响应于从控制器14接收的控制信号来驱动开关q1-q4的断开和闭合。

电流传感器12包括一对旁路电阻器r1、r2，每一个电阻器定位在逆变器10的下臂上。跨每一个电阻器r1、r2的电压作为电流感测信号i_sense_1和i_sense_2被输出至控制器14。当逆变器10被从右向左驱动时，第一电流感测信号i_sense_1提供相绕组7中的电流的测量值(如下更详述的)。当逆变器10被从左向右驱动时，第二电流感测信号i_sense_2提供相绕组7中的电流的测量值。在将电阻器r1、r2定位在逆变器10的下臂上时，相绕组7中的电流在续流期间继续被感测(再次地，如下更详述的)。

转子位置传感器13包括霍尔效应传感器，其输出逻辑上为高或低(取决于磁通通过传感器13的方向)的数字信号hall。通过将传感器13定位为邻近转子5，hall信号提供转子5的角位置的测量值。更特别地，hall信号的每一个边沿指示转子5的极性的变化。当旋转时，永磁转子5在绕组7中引起反电动势(backemf)。因而，hall信号的每一个边沿还表示绕组7中的反电动势的极性的变化。

控制器14负责控制电动机系统1的操作。响应于四个输入信号i_sense_1、i_sense_2、hall、和dc_smooth，控制器14产生和输出三个控制信号：dir1、ir2、和fw#。控制信号被输出至门驱动器模块11，该门驱动器模块11响应地驱动逆变器10的开关q1-q4的断开和闭合。

i_sense_1和i_sense_2是由电流传感器12输出的信号，hall是由转子位置传感器13输出的信号。dc_smooth是dc链电压的平滑后测量值，其通过分压器r3、r4和平滑电容器c2获得。

dir1和dir2控制通过逆变器10且因此通过相绕组7的电流的方向。当dir1被拉引为逻辑上为高、而dir2被拉引为逻辑上为低时，门驱动器模块11闭合开关q1和q4，并断开开关q2和q3，因此致使电流被驱动从左至右通过相绕组7。相反地，当dir2被拉引为逻辑上为高、而dir2被拉引为逻辑上为低时，门驱动器模块11闭合开关q2和q3，并断开开关q1和q4，因此致使电流被驱动从右至左通过相绕组7。相绕组7中的电流因此通过反转dir1和dir2而被变换方向。如果dir1和dir2两者均被拉引为逻辑上为低，则门驱动模块11断开所有开关q1-q4。

fw#用于使相绕组7与dc链电压断开连接，并允许相绕组7中的电流绕逆变器10的低压侧环路续流。相应地，响应于被拉引为逻辑上为低的fw#信号，门驱动器模块11致使高压侧开关q1、q2二者断开。电流随后绕逆变器10的低压侧环路沿由dir1和dir2限定的方向续流。

图4总结了开关q1-q4响应于控制器14的控制信号的被允许状态。下文中，术语“设定”和“清除”将用于分别指示已经被拉引为逻辑上为高或低的信号。

控制器14根据转子5的速度而在两个模式中的一个下操作。在预定速度阈值以下的速度下，控制器14以加速模式操作。在速度阈值或以上的速度下，控制器14以稳态模式操作。转子5的速度从hall信号的两个相继边沿之间的时段t_pd确定。该时段对应于一个hall脉冲的长度，并且将在下文中称为hall时段。t_pd(i)则对应于hall边沿i和i+1之间的hall时段。

加速模式

在速度阈值以下的速度下，控制器14与hall信号的边沿同步使相绕组7换向。每一个hall边沿表示绕组7中的反电动势的极性的变化。因此，控制器14与反电动势的过零同步地使相绕组7换向。

换向包含反转dir1和dir2(即，清除dir1和设定dir2，或清除dir2和设定dir1)，以便反转电流通过相绕组7的方向。相绕组7可以在换向点处续流。因而，除了反转dir1和dir2之外，控制器14设定fw#，以便确保逆变器10返回到驱动条件。

控制器14监视两个电流传感信号，i_sense_1和i_sense2。当相绕组7中的电流超过过流阈值时，控制器14通过清除fw#使电动机3续流。续流持续一续流时段t_fw，在该续流时段期间，所期望的相绕组7中的电流衰减到过流阈值以下的水平。如果相绕组7中的电流继续超过过流阈值，则控制器14再次使相绕组7续流持续续流时段t_fw。否则，控制器14通过设定fw#激励相绕组7。因而，控制器14在每一个电半周期上依次激励相绕组7和使得相绕组7续流。

图5示出当在加速模式下操作时在几个hall时段上的hall信号、控制信号、和相电流的波形。

控制器14可以采用固定的续流时段t_fw。但是，对于固定的续流时段，对应的电角随着转子速度而增加。因而，剩余电角减少，电流和因此的电力在所述剩余电角上被驱动进入相绕组7中。此外，随着转子速度增加，相绕组7中感应的反电动势增加。因此，相电流在续流期间以更快的速率衰减。因而，不是采用固定的续流时段，而是，控制器14采用随转子速度变化的续流时段。更特别地，控制器14采用随着转子速度的增加而减少的续流时段。控制器14因此包括续流查找表，所述续流表储存针对多个转子速度中的每一个的续流时段t_fw。控制器14则通过使用当前转子速度来索引续流查找表而更新续流时段，如从t_pd确定的。

稳态模式

在速度阈值或在速度阈值以上的速度下，控制器14在每一个hall边沿之前且因此在反电动势的过零之前使相绕组7换向。再次，换向涉及反转dir1和dir2以及设定fw#。

控制器14在每一个hall边沿之前以提前时段t_adv使相绕组7换向。为了在特定hall边沿之前使相绕组7换向，控制器14响应于前hall边沿而动作。响应于前一个hall边沿n，控制器14计算换向时段t_com(n)。控制器14随后在前一hall边沿之后的时间t_com(n)处使相绕组7换向。因此，控制器14在后续hall边沿n+1之前使相绕组7换向。下面描述控制器14计算换向时段t_com(n)的方式。

如在加速换模式下，每当相绕组7中的电流超过过流阈值时，控制器14使相绕组7续流。续流持续一续流时段t_fw，在该续流时段期间，期望相绕组7中的电流衰减到过流阈值以下的水平。如果相绕组7中的电流继续超过过流阈值，则控制器14再次使相绕组7续流。否则，控制器14激励相绕组7。因而，如在加速模式下，控制器14依次激励和使得相绕组7续流。

当在加速模式下操作时，控制器14在每一个电半周期的全部长度上相继激励相绕组7和使相绕组7续流。相反地，当在稳态模式下操作时，控制器14在传导时段t_cd上相继地激励相绕组7和使相绕组7续流，该传导时段通常仅跨过每一个电半周期的一部分。在传导时段结束时，控制器14通过清除fw#使绕组续流。续流随后无限期地继续，直到控制器14使电动机3换向的时间。

图6示出当在稳态模式下操作时在几个霍尔时段上的hall信号、控制信号、和相电流的波形。

控制器14则响应于电源2的电压(如从dc_smooth确定的)和转子5的速度(如从t_pd确定的)的变化来调整提前时段t_adv和传导时段t_cd。控制器14因此存储提前查找表和传导查找表。提前查找表存储针对多个转子速度和电源电压中的每一个的提前时段t_adv。类似地，传导查找表存储针对多个转子速度和电源电压中的每一个的传导时段t_cd。

控制器14响应于电源电压(如从dc_smooth确定的)和/或转子速度(如从t_pd确定的)的变化来更新提前时段、传导时段、续流时段。例如，控制器14可响应于每一个或全部第n个hall边沿而更新各控制参数。替换地，控制器14可在固定时间段之后或响应于电源2的电压的过零而更新控制参数。

查找表存储在每一个电压和速度点处实现特定输入和输出功率的值。此外，所述值可以被选择为使得电动机系统1的效率在每一个电压和速度点处被优化用于特定的输入或输出功率。也就是说，用于提前时段、传导时段和续流时段的各组值可导致相同的期望输入或输出功率。但是，从这些各组值中，单个组被选择为提供最优的效率。许多国家具有规定，所述规定对可从主电源得到的电流谐波的大小加以严格限制。因而，所述值可被选择为使得效率被优化，同时确保从电源2得到的电流谐波的大小符合所要求的规定。

占空比补偿

如上所述，每一个hall边沿表示转子5的极性的变化。由于转子5包括相绕组7中的反电动势，每一个hall边沿与反电动势中的相应过零相关。理想地，hall信号的占空比被优选地平衡，这就是说，每一个hall脉冲跨过相同数量的机械度。但是，由于电动机系统1中的容差，特别是转子极的磁化的容差，通常在占空比中存在不平衡。另一方面，相绕组7中感应的反电动势继续被平衡。因而，hall边沿相对于其在反电动势中的相应过零的角位置可偏移。特别地，hall边沿的角位置可超前或滞后过零。hall边沿的角位置的该偏移可不利地影响电动机系统1的行为和性能，如现在将解释的。

当在稳态下操作时，控制器14试图在反电动势中的过零之前以提前时段t_adv使相绕组7换向。暂时，让我们假设控制器14基于每一个hall边沿与反电动势中的过零重合来操作。控制器14因此试图在每一个hall边沿之前以提前时段t_adv使相绕组7换向。为了在特定hall边沿之前使相绕组7换向，在前一个hall边沿n之后，控制器14使相绕组7换向一组时间段t_com(n)。换向时段t_com(n)可因此被定义为：

t_com(n)＝t_pd(n-1)–t_adv

其中，t_pd(n-1)是紧在hall边沿n之前的hall时段，以及t_adv是提前时段。

在每一个hall边沿与反电动势中的过零重合的情况下，控制器14将实际上在每一次过零之前以所需的提前时段t_adv使相绕组7换向。但是，如果在hall边沿相对于过零的角位置中存在偏移，则控制器14将替代地在不同于所需的提前时段t_adv的时段处使相绕组7换向，如现在将参考图7说明的。

图7示出以恒定速度操作的电动机系统1的机械周期。每一个机械周期的时段是200μs。在没有任何占空比不平衡的情况下，每一个hall时段t_pd(n)的长度将是50μs。但是，由于电动机系统1中的容差，每一个机械周期的第一hall时段是60μs，第二halla时段是30μs，第三hall时段是70μs，以及第四hall时段是40μs。占空比不平衡因此是60:30:70:40。

现在让我们假设控制器14采用20μs的提前时段和由方程t_com(n)＝t_pd(n-1)–t_adv定义的换向时段t_com(n)。响应于机械周期的第一hall边沿，控制器14计算换向时段t_com(1)。由于紧在第一hall边缘之前的hall时段t_pd(0)是40μs，且提前时段t_adv是20μs，故换向时段t_com(1)是20μs。控制器14因此在第一hall边沿之后的20μs使相绕组换向，这对应于相对于反电动势中的过零的30μs提前时段。响应于机械周期的第二hall边沿，控制器14计算下一换向时段t_com(2)。由于前一hall时段t_pd(1)是60μs且提前时段t_adv是20μs，故换向时段t_com(2)是40μs。控制器14因此在第二hall边沿之后的40μs使相绕组换向。因此，控制器14使相绕组与过零同步地换向，而不是使相绕组7在反电动势中的下一过零之前换向。响应于机械周期的第三hall边沿，控制器14再次计算换向时段t_com(3)，其在该情况下是10μs。控制器14因此在第三hall边沿之后的10μs使相绕组换向，这对应于相对于反电动势中的下一过零的50μs提前时段。最后，响应于机械周期的第四hall边沿，控制器14计算换向时段t_com(4)，其在该情况下是50μs。控制器14因此在第四hall边沿之后的50μs使相绕组换向。因此，控制器14在过零之后使相绕组换向，而不是使相绕组7在反电动势中的下一过零之前换向。

总之，控制器14不是在反电动势中的每一次过零之前20μs使相绕组换向，而是，在第一过零之前30μs使相绕组与第二过零同步地换向，在第三过零之前50μs使相绕组换向，以及在第四过零之后10μs使相绕组换向。此外，如可在图7中看到的，换向时段t_com(2)和t_com(3)一致(coincident)。因而，控制器14试图使相绕组7快速连续地换向两次。因此，电流被沿相同方向驱动通过相绕组7持续相对较长的时间段。在图7中所示的示例中，针对每一个机械周期，控制器14驱动电流从左至右(dir1)10μs以及从右至左(dir2)190μs通过相绕组7。提前时段的变化以及换向点的冲突不利地影响电动机系统1的性能。特别地，可以降低电动机系统1的输出功率和/或效率。此外，从ac电源2得到电流波形内的谐波的大小可因此增加并超过整流阈值。

控制器14因此采用占空比补偿方案用于计算换向时段t_com(n)。首先，控制器14获得跨过一个或多个机械周期的相继hall边沿之间的平均时段t_ave：

其中，t_pd(i)是hall边沿i和i+1之间的时段，n是每机械周期的边沿的总数。机械周期的时段没有受hall信号的占空比中的任何不平衡影响。因而，通过使在一个或多个机械周期上的相继边沿之间的时段平均化，获得平均hall时段，其对占空比不平衡不敏感。

响应于机械周期的第一hall边沿，控制器14计算换向时段，换向时段被定义为：

t_com(1)＝t_ave–t_adv

其中t_ave是平均hall时段，t_adv是提前时段。控制器14随后在第一hall边沿之后的时间t_com(1)处使相绕组7换向。

响应于机械周期的第二hall边沿，控制器14再次计算换向时段。但是，这时，换向时段被定义为：

t_com(2)＝t_com(1)+t_ave–t_pd(1)

其中，t_com(1)是针对第一hall边沿的换向时段，t_ave是平均hall时段，以及t_pd(1)是第一和第二hall边沿之间的时段。控制器14随后在第二hall边沿之后的时间t_com(2)时使相绕组7换向。

响应于机械周期的第三hall边沿，控制器14计算换向时段：

t_com(3)＝t_com(1)+2×t_ave–t_pd(1)–t_pd(2)

其中，t_com(1)是针对第一hall边沿的换向时段，t_ave是平均hall时段，t_pd(1)是第一和第二hall边沿之间的时段，以及t_pd(2)是第二和第三hall边沿之间的时段。控制器14随后在第三hall边沿之后的时间t_com(3)时使相绕组7换向。

最后，响应于机械周期的第四hall边沿，控制器14计算换向时段：

t_com(4)＝t_com(1)+3×t_ave–t_pd(1)–t_pd(2)–t_pd(3)

其中，t_com(1)是针对第一hall边沿的换向时段，t_ave是平均hall时段，t_pd(1)是第一和第二hall边沿之间的时段，t_pd(2)是第二和第三hall边沿之间的时段，以及t_pd(3)是第三和第四hall边沿之间的时段。控制器14随后在第四hall边沿之后的时间t_com(4)时使相绕组7换向。

图8示出电动机系统1的机械周期，在其中使用上述补偿方案计算换向时段。机械时段、占空比不平衡、和提前时段与图7中所示的示例没有变化。由于机械周期的时段是200μs，以及每机械周期存在四个hall边沿，故平均hall时段t_ave是50μs。针对第一hall边沿的换向时段t_com(1)因此是30μs，其对应于相对于反电动势中的第一过零的20μs的提前时段。针对第二hall边沿的换向时段t_com(2)是20μs，其对应于相对于反电动势中的第二过零的20μs的提前时段。针对第三hall边沿的换向时段t_com(3)是40μs，其对应于相对于反电动势中的第三过零的20μs的提前时段。最后，针对第四hall边沿的换向时段t_com(4)是20μs，其对应于相对于反电动势中的第四过零的20μs的提前时段。

因此控制器14在反电动势中的每一个过零之前以提前时段t_adv使相绕组7换向。此外，不存在换向点的冲突。相反地，通过图7中所示的示例，换向发生在反电动势中的过零之前、当时和之后。此外，存在两个换向点的冲突。因此，当采用占空比补偿方案时，电动机系统1的行为更稳定。因此，改进了电动机系统1的输出功率和/或效率。此外，从ac电源2得到的电流波形具有减少的谐波。

通过上述占空比补偿方案，单个计时器可以用于测量t_ave、t_com和t_pd。例如，响应于第一hall边沿，控制器14的计时器可被重新设定，以及比较寄存器加载有t_com(1)。当计时器和比较寄存器符合时，控制器14使相绕组7换向。计时器不停止，而是继续计数直到第二hall边沿。响应于第二hall边沿，计时器的值(其对应于t_pd(1))被存储在存储器中，计时器被重新设定，且比较寄存器加载有t_com(2)。在一个机械周期之后，控制器14的存储器将因此存储t_pd(1)、t_pd(2)、t_pd(3)和t_pd(4)。这些时段可随后被相加并除以四，以获得t_ave。

在上述实施例中，当在稳态模式下操作时，控制器14在反电动势中的每一个过零之前使相绕组7换向。这样的原因是，随着转子速度增加，hall时段减少，且因此与相感应系数(inductance)相关的时间常数(l/r)变得越来越重要。通过在每一个过零之前使相绕组7换向，电源电压通过反电动势被升高。因此，电流通过相绕组7的方向可以被更快地反转。此外，随着转子速度增加，相绕组7中感应的反电动势也是如此，这继而影响相电流上升的速率。通过在每一个过零之前使相绕组7换向，可使得相电流领先于反电动势，这则有助于补偿较低的上升。尽管这随后产生短时段的负扭矩，这通常通过正扭矩中随后增益而被充分补偿。因此当在稳态模式下操作时，由于所涉及的相对较高的转子速度，控制器14使换向提前。但是，如果电动机系统1要在稳态模式内以较低速度操作，可能不必使换向提前。此外，最优效率和/或最小电流谐波可通过推迟换向直到反电动势中的每一个过零之后而实现。因而，当在稳态模式下操作时，控制器14可使换向相对于反电动势中的过零提前、同步或推迟。因而，针对第一hall边沿的换向时段可被更一般地定义为：

t_com(1)＝t_ave+t_ps

其中，t_ps是相移时段，其可以为负(提前换向)、为零(同步换向)或正(推迟换向)。控制器14则可响应于电源电压和/或转子速度的变化来调整相移时段t_ps。

控制器14可针对特定于每一个电动机的一些不同来修正每一个换向时段t_com(n)。例如，控制器14可针对霍尔效应传感器13相对于转子5的未对准来修正每一个换向时段。对换向时段的任何修正仅需要被应用于第一换向时段t_com(1)。这是由于后续换向时段t_com(n)取决于第一换向时段。因而，针对第一hall边沿的换向时段可被更一般地定义为：

t_com(1)∝t_ave+t_ps

且针对后续hall边沿的换向时段可被定义为：

边沿选择

在占空比补偿的上述示例中，60μs的hall脉冲的上升边沿被视作每一个机械周期的第一hall边沿。如果60μs的hall脉冲的下降边沿被替代地视作第一hall边沿，则控制器14会在反电动势中的每一个过零之前10μs时而不是20μs时使相绕组10换向。由于在两个hall边沿相对于反电动势中的其各自过零的角位置中存在偏移，因此提前时段中出现该差异。相绕组7换向的时间因此取决于哪个hall边沿被选择为每一个机械周期的第一边沿。在电动机系统1的操作期间，控制器14将始终选择同一hall边沿作为每一个机械周期的第一边沿。但是，当电动机系统1电力关闭或接通时，控制器14可选择不同hall边沿作为每一个机械周期的第一边沿。因此，电动机系统1的性能可随每一次电力关闭或接通而变化。为了确保电动机系统1的性能恒定，控制器14采用边沿选择方案，该方案选择基准边沿作为每一个机械周期的第一边沿。如上所述，基准边沿被选择为使得基准边沿相对于其在反电动势中的相应过零的角位置与电动机系统1的每一次电力接通相同。因此，电动机系统1的性能在每一次电力关闭或接通恒定。

控制器14首先测量四个相继hall脉冲的时段t_pd(n)。控制器14响应于hall信号的上升和下降边沿中的仅一个来测量hall脉冲。因此，由控制器14测量的第一hall脉冲将一致地具有上升引导边沿或下降引导边沿。控制器14则基于以下条件选择第一hall脉冲的引导边沿作为基准边沿：

t_pd(1)+t_pd(2)≥t_pd(3)+t_pd(4)

否则，控制器14选择第三hall脉冲的引导边沿为基准边沿。

控制器14因此比较两个操作对象。第一操作对象包括第一时段t_pd(1)+t_pd(2)，其基本上跨过机械周期的一半。第二操作对象包括第二时段t_pd(3)+t_pd(4)，其跨过该机械周期的另一半。

如果两个操作对象相等，这意味着hall信号的占空比在机械周期的每一个一半上被平衡，即第一个两个hall脉冲跨过180度机械度，以及第二个两个hall脉冲跨过180度机械度。因而，如果第一hall脉冲的引导边沿相对于其在反电动势中的相应过零偏移，则第三hall脉冲的引导边沿将以相同量相对于其相应过零偏移。即使hall信号的占空比在每一个机械周期内不平衡也是这样。因此例如，hall信号的占空比(如以机械度测量的)可以是100:80:110:70。不论在每一个机械半周期内发生的不平衡，第一hall脉冲(即100度脉冲)的引导边沿和第三hall脉冲(即110度脉冲)的引导边沿之间的差值是180度机械度。因而，第一hall脉冲或第三hall脉冲的引导边沿可被选择为基准边沿。在上面提供的方程中，控制器14在两个操作对象相等的情况下选择第一hall脉冲的引导边沿。但是，控制器14可等同地选择第三hall脉冲的引导边沿。

如果第一操作对象大于第二操作对象，则控制器14选择第一hall脉冲的引导边沿，否则控制器14选择第三hall脉冲的引导边沿。控制器14可等同地选择相反的情况，即，在第一操作对象小于第二操作对象的情况下，选择第一hall脉冲的引导边沿。实际上，上述方程中的算子可以是≥、>、≤或<中的任一个，只要在每一次电力接通使用相同操作对象和算子关于。因而，在更一般的意义上，控制器14可以说是比较第一操作对象和第二操作对象，且随后当比较的结果是逻辑上为真时选择第一hall边沿的引导边沿，以及当比较的结果是逻辑上为假时选择第三hall的引导边沿。

已经因此有了选择第一hall脉冲或第三hall脉冲的引导边沿的基准。但是，一旦已经识别出单一操作对象，控制器14所选择的实际边沿不重要，只要相同的选择准则被应用于每一次电力接通。因此，例如，控制器14可选择第一hall脉冲或第三hall脉冲的拖尾边沿。

作为边沿选择方案的结果，控制器14选择一基准边沿，针对该基准边沿，基准边沿相对于其在反电动势中的相应过零的角位置在每一次电力接通时相同。控制器14可选择不同hall边缘作为在每一次电力接通的基准边沿。但是，基准边沿相对于其相应过零的角位置相同。因此，例如，hall信号的占空比(如以机械度测量的)可以是100:80:110:70。在每一次电力接通，控制器14可测量两个序列：100:80:110:70和110:70:100:80中的一个中的脉冲。控制器14将因此在每一次电力接通选择100度脉冲或110度脉冲的引导边沿。但是，脉冲的引导边沿以180度机械度分离且因此，如上所述，边沿将具有相对于它们在反电动势中的相应过零的相同角位置。

通过选择基准边沿(针对该基准边沿，边沿相对于其在反电动势中的过零的角位置相等)，以及随后在相对于该基准边沿的时间处使相绕组7换向，电动机系统1的行为和性能在每一次电力关闭和接通一致。

操作对象的长度的差异可以相对较小，且因此可被瞬态效应影响。为了瞬态效应不导致错误的hall边沿被选择，每一个操作对象可包括在多个机械周期上累积的hall脉冲的和，即，∑(t_pd(1)+t_pd(2))≥∑(t_pd(3)+t_pd(4)).

在电动机3的初始加速期间，转子5的速度自然地增加且因此每一个hall脉冲的长度减少。因而，边沿选择可被延迟，直到电动机3在稳态下操作的时候。但是，甚至当在稳态下操作时，电动机3的速度的变化可影响哪一个hall边沿被选择为基准边沿。例如，hall信号的占空比可以是以机械度计的92:90:90:70。在每一次电力接通，控制器14可测量两个序列：92:90:90:88和90:88:92:90中的一个中的脉冲。不论控制器14所测量的序列，控制器14在每一次电力接通应选择92度脉冲的引导边沿。现在让我们假设，转子5的速度是恒定的，且每一个机械周期的长度是200μs。控制器14将因此分别测量两个可能的序列，如51:50:50:49μs和50:49:51:50μs。因而，如预期的，控制器14在每一次电力接通始终选择51μs脉冲(即92度脉冲)的引导边沿。另一方面，如果转子5加速，控制器14可分别测量两个序列，如51:49:48:46μs和50:48:49:47。关于第一序列，控制器14选择51μs脉冲(即92度脉冲)的引导边沿，如预期的。但是，关于第二序列，控制器14选择50μs脉冲(即90度脉冲)的引导边沿。因而，如果基准边沿在当转子速度改变时的时刻被选择，则在每一次电力接通不同hall边沿可被选择。克服该问题的选择基准边沿的替换方法将因此被描述。

通过上述方案，控制器14比较两个操作对象。第一操作对象包括第一时段t_pd(1)+t_pd(2)，其基本上跨过机械周期的一半。第二操作对象包括第二时段t_pd(3)+t_pd(4)，其跨过该机械周期的另一半。该方案受转子速度的变化所影响的原因是第一时段领先第二时段。该问题可以通过引入第三时段和第四时段解决。第一操作对象则包括第一时段和第三时段的和，第二操作对象包括第二时段和第四时段的和。第三和第四时段，类似于第一和第二时段，是相继的，且每一个基本上跨过机械周期的一半。但是，重要的是，第三时段跟随第四时段。第三时段跨过与第一时段跨过的机械周期的一半相同的一半。仅有的差别是两个时段在不同机械周期上被测得。第四时段跨过紧在第三时段之前的机械半周期。结果，第四时段跨过与第二时段跨过的机械周期的一半相同的一半。与第一和第三时段相反，第二和第四时段可在相同机械周期(即第二和第四时段可以是同一个)或不同机械周期上被测得。因此，例如，控制器14可基于以下条件选择第一hall脉冲的引导边沿为基准边沿：

t_pd(1)+t_pd(2)+t_pd(5)+t_pd(6)≥2×(t_pd(3)+t_pd(4))

在该示例中，第三时段是t_pd(5)+t_pd(6)，以及第四时段是t_pd(3)+t_pd(4)。将明显的是，第二和第四时段是同一个。作为进一步的示例，控制器14可基于以下条件选择第一hall脉冲的引导边沿：

t_pd(1)+t_pd(2)+t_pd(9)+t_pd(10)≥t_pd(3)+t_pd(4)+t_pd(7)+t_pd(8)

在该进一步示例中，第三时段是t_pd(9)+t_pd(10)，以及第四时段是t_pd(7)+t_pd(8)。

当两个操作对象以上述方式被定义时，该两个操作对象仅当hall信号的占空比在机械周期的每一半上平衡时相等，且转子5的速度恒定或线性地变化。控制器14因此当测量相关hall脉冲时暂停相绕组的激励。因此，转子5的速度在测量期间线性地降低。替换地，如果可以在当转子5的速度恒定或线性变化时的时间处测量hall脉冲，则暂停相激励的步骤可以被省略。由于当测量hall脉冲时转子5的速度是恒定的或线性变化的，所以两个操作对象仅当hall信号的占空比在每一个机械半周期上平衡时相等。

综上，控制器14采用的边沿选择方案可以以下方式进行。首先，控制器14暂停相绕组7的激励。控制器14随后测量六个相继hall脉冲的hall时段t_pd(n)。与原始边沿选择方案一样，控制器14响应于hall信号的上升和下降边沿中的仅一个来测量hall脉冲。因此，第一hall脉冲将一致地具有上升引导边沿或下降引导边沿。控制器14则基于以下条件选择第一hall脉冲的引导边沿为基准边沿：

t_pd(1)+t_pd(2)+t_pd(5)+t_pd(6)≥2×(t_pd(3)+t_pd(4))

再次，与原始方案一样，上述方程中的算子可以是≥、>、≤或<中的任一个，只要相同操作对象和算子在每一次电力接通使用。

因此做出了测量独立hall脉冲的长度的基准。但是，控制器14可等同地测量hall信号的仅上升边沿或仅下降边沿之间的时段。因而，在更一般的意义上，hall信号可以说是每机械周期具有n个边沿。控制器14随后测量边沿n和n+n/2之间的第一时段，以及边沿n+n/2和n+n之间的第二时段，其中n是任何整数。在原始边沿选择方案中，第一操作对象仅包括第一时段，第二操作对象仅包括第二时段。在替换的边沿选择方案中，控制器14测量边沿n+mn和n+mn+n/2之间的第三时段，以及边沿n+mn-n/2和n+mn之间的第四时段，其中m是任何整数。第一操作对象则是第一时段和第三时段的和，第二操作对象是第三时段和第四时段的和。当m等于1时，第二和第四时段是同一个。因而，第二和第四时段通过在边沿n+n/2和n+n之间进行单个测量而获得。对于两个边沿选择方案，控制器14则比较第一操作对象和第二操作对象，在比较的结果是逻辑上为真时选择第一时段，以及在比较的结果是逻辑上为假时选择第二时段。

用于选择基准边沿的两个不同方案因此已经被描述。但是，用于选择基准边沿的其他方案可行。例如，在每一个机械周期上，hall信号具有带有上升引导边沿的两个脉冲以及带有下降引导边沿的两个脉冲。控制器14可因此比较具有上升引导边沿的两个hall脉冲的长度。控制器14可随后选择最长或最短hall脉冲的上升边沿作为基准边沿。如果两个hall脉冲具有相同长度，则控制器14可比较具有下降引导边沿的两个hall脉冲的长度。控制器14会随后选择最长或最短的hall脉冲的下降边沿作为基准边沿。如果两个hall脉冲具有相同长度，则这意味着hall信号的占空比既被平衡又在每一个机械半周期重复，即，机械周期的两个半周期不可区分(例如，95:85:95:85)。在该情况下，控制器14可选择hall信号的上升或下降边沿作为基准边沿。

因此将意识到的是，存在用于选择基准边沿的不同方案。因此意图不是本发明应限于一个特定方案。而是，本发明基于现实被断言，hall信号的占空比中的不平衡可意味着电动机系统1的性能关于每一次电力关闭和接通不一致，以及通过选择基准边沿(针对该基准边，边沿相对于反电动势中的过零的角位置关于电力接通相同)以及随后在相对于基准边沿的时间处使相绕组7换向，该问题可被解决。但是，有利的是采用这样的方案，针对该方案，控制器14比较两个操作对象，第一操作对象和第二操作对象，第一操作对象至少包括大约跨过机械周期的一个半周期的hall边沿之间的时段，第二操作对象至少包括跨过机械周期的另一半周期的hall边沿之间的时段。通过比较这两个操作对象，可通过单个比较操作的使用而选择基准边沿。于是这具有的优势是，方案在计算上简单，因此减少了控制器14执行的指令的数量。

不论控制器14是否采用占空比补偿，边沿选择方案通过确保电动机系统1的性能关于每一次电力关闭和接通一致而提供了显著的优势。因而，尽管占空比补偿具有显著的益处，但对于确保一致的性能不是必要的。

尽管已经因此参考了具有永磁体电动机3的电动机系统，但占空比补偿方案和/或边沿选择方案可用于控制其他类型电机的相激励，包括磁阻电机、电动机和发电机。电机可包括多于一个的相绕组。此外，对于一些类型的电机，电流通过相绕组的方向可是单向的。因而，换向不必涉及使电流通过相绕组的方向反转。

对于永磁体电机，控制器14以相对于相绕组7的反电动势中的过零的时段来激励相绕组7。对于磁阻电动机，控制器14通常在相对于相绕组7的感应中的最小值的时间处激励相绕组7。因而，在更一般的意义上，转子位置信号的每一个边沿可以说是与反电动势中的相应过零或相感应系数中的最小值相关。

上述实施例的电动机3包括四极转子5。但是，控制器14可采用占空比补偿方案和/或边沿选择方案来驱动具有更多数量转子极的电机。当采用占空比补偿方案时，针对转子位置信号的第一边沿和相继边沿的换向时段继续通过以下方程被定义：

t_com(1)∝t_ave+t_ps

所采用的特定边沿选择方案将最终取决于转子极的数量。

上述实施例中所采用的转子位置传感器13是霍尔效应传感器，其提供用于感测永磁体转子的位置的成本合算的器件。然而，可等同地采用能够输出表示转子5的位置的信号的替换器件。例如，控制系统4可包括输出数字信号的光学编码器。替换地，定子6可包括多个相绕组。在无激励相绕组中感应的反电动势则可用于确定转子5的位置。例如，过零检测器可用于将在无激励相中感应的反电动势转换为数字信号。