确定永磁电机的转子位置的方法与流程

本发明涉及确定永磁电机的转子位置的方法。

背景技术：

转子位置的认知对于在恰当的时间换向无刷电机的相绕组是关键的。永磁电机往往包括霍尔效应传感器，其输出指示转子位置的信号。尽管该传感器的部件成本是相对便宜的,将该传感器整合在该电机内常常使电机的设计和制造变复杂。附加地，由传感器的信号输出常常易受电机内产生的电磁噪音的影响。

用于间接地测定转子的位置的无传感器方案是已知的。对于永磁电机，相绕组内的反电动势的极性的转变可被用于确定转子位置。然而，由于反电动势的大小与转子的速度成比例，该反电动势的极性的转变在较低速度处不能总是被可靠地确定。

技术实现要素：

一种确定无刷永磁电机的转子位置的方法，该方法包括：激励和续流电机的相绕组，其中当相电流超过上阈值时，相绕组被续流，且续流包括下列中的一个：(i)续流一固定时段，和(ii)续流直到相电流下降到下阈值之下；测量对应于下列中的一个的参数：(i)当相绕组被续流一固定时段时在续流期间或续流的终点处的相电流的大小，(ii)当相绕组被续流直到相电流下降到下阈值之下时续流的起点和终点之间或激励的起点和终点之间的时间间隔；使用测得的参数限定饱和阈值；依次激励和续流相绕组，其中当相电流超过上阈值时，相绕组被续流，且续流包括下列中的一个：(i)续流一固定时段，和(ii)续流直到相电流下降到下阈值之下；测量对应于下列中的一个的参数：(i)当相绕组被续流一固定时段时在续流期间或续流的终点处的相电流的大小，(ii)当相绕组被续流直到相电流下降到下阈值之下时续流的起点和终点之间或激励的起点和终点之间的时间间隔；将测得的参数与饱和阈值比较；以及当测得的参数小于饱和阈值时确定转子在预定位置处。

本发明的方法不依赖于反电动势来确定转子的位置。反而，该方法使用相绕组的电感系数中的改变，其在转子从一个对齐位置旋转到下一个对齐位置时发生。当转子靠近对齐位置时，相绕组的电感系数减小。结果，相电流在激励期间上升和在续流期间下降的速率增加。通过续流相绕组一固定时段，续流的终点处的相电流的大小将随着转子靠近对齐位置减少。替代地，通过在上阈值和下阈值之间斩波相电流，相电流在激励期间上升到上阈值所用的时间将减小，相电流在续流期间下降到下阈值所用的时间也是如此。通过测量这些参数中的一个，且将其与饱和阈值比较，转子的位置可被确定。

如果相同的饱和阈值被用于大批量生产的电机，每个电机的电池特性中的公差会意味着转子的预定位置不能被可靠地确定。此外，相绕组的感应系数可对于电机的温度中的变化敏感。由于相绕组的感应系数影响在激励和续流期间相电流升高和降低的速率，如果固定饱和阈值被使用且电机的温度改变，则转子的位置会被较差地确定。通过在定子未饱和的时刻测量参数，且然后从测得的参数减去固定偏移值，专用于每个电机的饱和阈值被获得，且其对电机温度的改变敏感。结果，转子的位置可被更可靠地确定。

饱和阈值可以通过从测得的参数减去固定偏移值来限定。这于是具有益处在于该方法可以使用相对简单和廉价的控制器来实施。

响应确定转子在预定位置处，该方法可包括在换向时段过去之后换向相绕组。该饱和阈值可被设置为使得测得的参数仅当转子在或非常接近对齐位置时小于饱和阈值。该方法于是包括当测得的参数小于饱和阈值时立即换向相绕组。然而，这个方法的难点在于如果饱和阈值被设置为太低，该方法可能不能检测到测得的参数小于饱和阈值，且由此完全地错过对齐位置。该饱和阈值可由此被限定为较高的值以致在转子旋转通过较小角度之后测得的参数小于饱和阈值。例如，饱和阈值可被限定以致在转子旋转通过160度电角度(而不是180度电角度)时测得的参数小于饱和阈值。换向时段于是被限定以致转子旋转通过剩余角度，例如20度电角度。结果，相绕组在对齐位置处被换向。通过使用较高的饱和阈值(也就是对应于160度电角度而不是180度电角度的阈值)，该方法较少可能错过饱和事件(也就是测得的参数小于饱和阈值处的点)。结果，相绕组在对齐位置处更可靠地换向。

对于固定的换向时段，相应的电角度将取决于转子的速度。因此,换向时段的长度可取决于电机的速度。这并不必然意味着该方法包括测量电机的速度。例如，该方法被用于在转子的加速期间控制电机且该方法可包括在每次换向之后减少换向时段。

附图说明

为了本发明可被更容易地理解,本发明的实施例现在将要参考附图通过实例而被描述，其中：

图1是根据本发明的永磁电机的示意性图示；

图2描述了逆变器响应由永磁电机的控制器发出的控制信号的被允许的状态；

图3显示了在永磁电机在启动和初始加速期间的相电流。

具体实施方式

图1中的永磁电机1包括转子2，定子3和控制系统4。

转子2包括被固定到轴6的四极永磁体5。定子3包括一对芯部7，其具有四个显极(salientpoles)，和围绕芯部7缠绕的相绕组8。

控制系统4包括逆变器10，门驱动器模块11，控制器12和电流传感器13。

逆变器10包括四个功率开关q1-q4的全桥，其联接相绕组8至电源(未示出)的电压轨。

门驱动器模块11响应自控制器12输出的控制信号驱动开关q1-q4的断开和闭合。

该控制器12负责控制电机1的操作并产生三个控制信号dir1，dir2和fw#。控制信号被输出至门驱动器模块11，其响应地驱动开关q1-q4的断开和闭合。

当dir1被拉到逻辑上的高位且dir2被拉到逻辑上的低位时，门驱动器模块11闭合开关q1和q4，且断开开关q2和q3。结果，具有第一极性的电压被应用到相绕组8，使得电流从左到右被驱动穿过相绕组8。相反地，当dir2被拉到逻辑上的高位且dir1被拉到逻辑上的低位时，门驱动器模块11闭合开关q2和q3，且断开开关q1和q4。结果，具有第二相反极性的电压被应用到相绕组8，使得电流从右到左被驱动穿过相绕组8。dir1和dir2由此控制电压的极性(其被应用到相绕组8)且由此控制电流穿过相绕组8的方向。如果dir1和dir2都被拉到逻辑上的低位时，门驱动器模块11断开所有开关q1-q4。

当fw#被拉到逻辑上的低位时，门驱动器模块11断开所有高侧开关q1，q3。相绕组8中的电流于是沿dir1和dir2限定的方向绕逆变器10的低侧回路循环或续流。每个开关q1-q4沿仅仅一个方向导通但包括体二极管。围绕逆变器10的低侧回路续流的电流由此流动穿过低侧开关q2，q4中的一个，且穿过低侧开关q2，q4的另一个的体二极管。某些类型的功率开关在闭合时能够沿两个方向导通。在此情况下，当fw#被拉到逻辑上的低位，两个低侧开关q2，q4可被闭合以致电流流动穿过开关q2，q4两者，而不是穿过体二极管中的一个。

图2概括了开关q1-q4响应控制器12的控制信号的被允许的状态。后文中，术语‘设置’和‘清除’将被用于分别指示信号被拉到逻辑上的高位和低位。

电流传感器13包括感测电阻器r1，其定位于逆变器10和零电压轨之间。当dir1或dir2被设置时跨电流传感器13的电压提供了相电流(也就是相绕组8中的电流)的测量值。跨电流传感器13的电压被输出至控制器12作为信号i_phase。

启动

当转子2是静止时，该控制器12以预定顺序激励相绕组8，其确保不考虑转子2停靠的位置，转子2沿向前方向驱动。例如，控制器12可使用wo2013/132249中描述的启动方案。控制器12使用以便启动转子2的具体方案与本发明无关。

加速

一旦转子2向前移动，控制器12使用控制方案以加速转子2。

控制器12通过沿继续向前驱动转子2的方向激励相绕组8而开始。由此，例如，控制器12可设置dir1且清除dir2以便从左到右激励相绕组8。激励的具体方向将取决于启动时使用的方案。

在激励期间，控制器12通过i_phase信号监控相电流的大小。当相电流超过上阈值时，控制器12通过清除fw#续流相绕组8。续流持续固定的续流时段，在该期间相电流衰减。在续流时段的终点处，控制器12通过设置fw#开始激励相绕组8。附加地，控制器12通过i_phase信号测量相电流。该测量值对应于在续流时段的终点处的相电流的大小。控制器12比较测得的相电流与饱和阈值。如果相电流小于饱和阈值，控制器12确定转子2在预定角度位置。否则，控制器12确定转子2不在预定位置处。

如果控制器12确定转子2不在预定位置处，控制器12重复上述过程。特别地，控制器12监控在激励期间相电流的大小，且当相电流超过上阈值时续流相绕组8。续流持续一续流时段，之后控制器12再次激励相绕组8且测量相电流。控制器12于是比较测得的相电流与饱和阈值，且如果相电流小于饱和阈值，确定转子2是在预定角度位置处。否则，控制器12再一次重复该过程。

如果控制器12确定转子2在预定位置处，该控制器12继续依次激励和续流相绕组8一时间段，其在后文中被称为换向时段。该控制器12由此监控在激励期间相电流的大小，且当相电流超过上阈值时续流相绕组8。续流持续续流时段，之后控制器12再次激励相绕组8。然而，与上述描述过程对比，控制器12不再比较相电流与饱和阈值。替代地，控制器12继续激励和续流相绕组8直到换向时段过去，在该点处控制器12换向相绕组8。换向包括反转穿过相绕组8的电流的方向。该控制器由此切换dir1和dir2且设置fw#。在本实施例中，dir1初始被设置以致电流被驱动从左到右穿过相绕组8。换向由此包括清除dir1，设置dir2且设置fw#，以致电流现在沿从右到左的方向被驱动穿过相绕组8。

该控制器12由此依次激励和续流相绕组8。该相绕组8被激励直到相电流超过上阈值，在该点处相绕组8被续流一固定的续流时段。在续流时段的终点处，该控制器12测量相电流，且将其与饱和阈值比较以便确定转子2是否在预定位置处。一旦确定转子2在预定位置处，该控制器12继续依次激励和续流相绕组8一换向时段，然后控制器12换向相绕组8。

一旦换向相绕组8，控制器12重复上述过程但具有较短的换向时段，其原因在下面进行说明。除了较短换向时段之外，由控制器12使用的方法未改变。控制器12以这种方式继续直到控制器12已换向相绕组8一组时间(举例来说七次)。在这个点处，转子2被假设为已经加速至特定速度，且控制器12切换到替代方案以便进一步加速转子2。例如，控制器12可使用wo2013/132249中描述的加速方案。

由控制器12使用的控制方案利用磁性饱和以便确定转子2的位置。当永磁转子2从排斥对齐位置(转子极与相同极性的定子极对齐)移动到吸引对齐位置(转子极与相反极性的定子极对齐)，定子芯部链接的总通量增加。当转子2靠近吸引对齐位置时，定子芯部7开始饱和且由此相绕组8的感应系数减小。结果，相电流在激励期间上升和在续流期间下降的速率增加。由于相绕组8续流一固定时段，每个续流时段的终点处的相电流的大小随着转子2靠近对齐位置而减小，且当转子2在对齐位置时为最小值。

控制器12比较续流时段的终点处的相电流与饱和阈值。当相电流小于饱和阈值时，控制器12确定转子2在预定位置。当转子2在对齐位置时，控制器12试图换向相绕组8，也就是控制器12试图与由转子2在相绕组8中感生的反电动势的极性转换同步地换向相绕组8。由此适当的是设置饱和阈值至相对较低的值，以致仅仅当转子2在或非常接近对齐位置时测得的相电流小于饱和阈值。控制器12于是一旦确定测得的相电流小于饱和阈值则立即换向相绕组8。然而，这个方法的困难在于控制器12可能会完全地错过转子2的对齐位置。如果相同的饱和阈值被用于控制大批量产生的电机，这个很可能的，对于大批量生产的电机其电磁性能可能会彼此不同。不使用对应于对齐位置的饱和阈值，控制器12反而使用对应于对齐位置之前的一角度位置的饱和阈值。当在对齐位置之间移动时，转子旋转经过180度电角度(或本实例中的90度机械角度)。该饱和阈值于是被设置以致当转子旋转通过约160度电角度(或80度机械角度)时测得出的相电流小于饱和阈值。该换向时段于是被设置以致转子在换向时段期间旋转通过约20度电角度(或10度机械角度)。结果，相绕组8在对齐位置处被换向。通过使用较高的饱和阈值(也就是对应于160度电角度而不是180度电角度的阈值)，该控制器12不太会错过饱和事件(也就是测得出的相电流小于饱和阈值处的点)。结果，控制器12更可靠地在对齐位置处换向相绕组8。

应理解当测得的相电流小于饱和阈值时，转子2不大可能恰好在160度电角度处，且在换向时段期间转子2不大可能移动通过恰好20度电角度。对此一个原因是控制器12仅仅测量在每个续流时段的终点处的相电流。由此，该控制器12仅仅能够在每个激励和续流时段之后确定转子2是否在预定位置处。在上述实施例中，饱和阈值被设置为一值以致在转子2旋转通过160度电角度之后测得的相电流小于饱和阈值。应理解饱和阈值可被设置为替代值，只要相应的角度位置是在定子芯部7的饱和发生的区域内。如果饱和阈值被设置为太高，控制器12当转子2不在预定位置处时可能错误地确定转子2在预定位置处，也就是当转子2仍然在非饱和区域内时测得的相电流可能小于饱和阈值。相反地，如果饱和阈值被设置为太低，该控制器12可能完全地错过预定位置，也就是测得的相电流从不小于饱和阈值。

图3示出了相电流在启动期间和加速期间的前几个电半周期上如何随着时间变化。

如上所述，换向时段被设置以致在每个换向时段期间转子2移动通过约20度电角度。如果换向时段是固定的，相应的电角度将随着转子2加速增加。由于这个原因，该控制器12在每次换向之后减少换向时段。转子2以良好的特性加速。结果，控制器12能够使用换向时段(其取决于自启动之后已发生的换向次数)。这于是简化由控制器12使用的控制方案。例如，控制器12可存储换向时段查找表，其根据换向次数依次索引。然而，控制器12可使用替代方法以确定换向时段。如果转子2没有以良好的特性加速，则特别是如此，举例来说在启动处转子2上的负载变化的情况。例如，控制器12可测量换向事件(也就是控制器12换向相绕组8的时间点)和饱和事件(也就是控制器确定相电流小于饱和阈值的时间点)之间的时间长度，以便提供转子2的速度的测量值，且于是使用这个时间间隔以限定换向时段。例如，如果饱和事件在换向事件之后1.6毫秒发生，这将意味着转子2采用1.6毫秒旋转通过160度电角度。该控制器12于是将使用0.2毫秒的换向时段。

在上述实施例中，电流传感器13包括单个感测电阻器r1，其具有减少控制系统4的部件成本的益处。由于仅仅具有一个电阻器，电流传感器13仅能够在激励期间测量相电流。在续流期间，相电流绕逆变器10的低侧回路循环，且绕过电流传感器13。由于这个原因，为了测量在续流的终点处的相电流，控制器12必须首先激励相绕组8。可想象地，电流传感器13可包括一对感测电阻器，每个电阻器位于逆变器10的下部腿部上。电阻器的一个于是将提供当相绕组8被从左到右激励或续流时相电流的测量，且电阻的另一个将提供当相绕组8被从右到左激励或续流时相电流的测量。该控制器12于是将在不需要首先激励相绕组8的情况下测量在续流的终点处的相电流。而且，不是等待直到续流时段的终点，控制器12可在续流期间连续地测量相电流和将其与饱和阈值比较。当测得的相电流小于饱和阈值时，控制器12将开始换向时段而不首先等待续流时段的终点。由于控制器12在整个续流期间比较相电流与饱和阈值，转子2的位置可被更精确地测定。

当转子2靠近对齐位置时，相电流在续流期间下降的速率增大。控制器12于是使用这个特征以便确定转子2的位置。特别地，控制器12测量在固定的续流时段的终点处的相电流的大小且将其与饱和阈值相比较。不是续流相绕组8一固定时段，控制器12可替代地续流相绕组8直到相电流下降到下阈值之下。控制器12然后激励相绕组8直到相电流超过上阈值，在该点处控制器12续流相绕组8。当相电流随后下降到下阈值之下时，控制器12再次激励相绕组8。结果，相电流在上阈值和下阈值之间被斩波。为了确定转子2的位置，控制器12可测量续流的起点和终点之间的时间间隔(也就是相电流从上阈值下降到下阈值所用的时间)。由于相电流下降的速率随着转子2靠近对齐位置而增大，续流的起点和终点之间的时间间隔将减小。替代地，为了确定转子2的位置，控制器12可测量激励的起点和终点之间的时间间隔(也就是相电流从下阈值上升到上阈值所用的时间)。当转子2靠近对齐位置时，相电流不仅仅在续流期间以更快速率下降，且相电流还在激励期间以更快速率上升。这可在图3中看出。由于相电流上升的速率的增加，激励的起点和终点之间的时间间隔将随着转子2靠近对齐位置而减小。控制器12可由此被认为测量续流的起点和终点之间或激励的起点和终点之间的时间间隔。在两种情况中，控制器12比较测得的时间间隔与饱和阈值，且当时间间隔小于饱和阈值时确定转子2在预定角度位置处。

饱和阈值

如上所述，如果饱和阈值被设置为太高，控制器12当转子2不在预定位置处时可能错误地确定转子2是在预定位置处。相反地，如果饱和阈值被设置为太低，控制器12可能完全地错过预定位置。由此，饱和阈值被设置为适合于电机的值是重要的。当电机被大量生产，可能使用单个，共同的饱和阈值用于所有电机。替代地，可能必须或期望使用对于每个电机特有的饱和阈值。在两者情况下(也就是不考虑饱和阈值是否共用或特有)，饱和阈值是固定的。然而，存在一些必须或期望使用变化的饱和阈值的情况。

转子2的温度且在较小程度上相绕组8的温度将影响与定子芯部7关联的通路。结果，相绕组8的感应系数对于电机1的温度变化是敏感的。由于相绕组8的电感系数影响相电流在激励和续流期间上升和下降的速率，如果固定的饱和阈值被使用且电机1的温度改变，控制器12可能错误地确定转子2的位置。控制器12可由此使用取决于电机1的温度的饱和阈值。例如，控制系统4可包括温度传感器，且控制器12可选择取决于温度传感器的输出的饱和阈值。然而，这个特定实施方式将增加控制系统4的部件成本。相反，如现在将要说明的，控制器12使用在不需要温度传感器的情况下限定对于电机1的温度改变敏感的饱和阈值的方法。

如上所述，一旦进入加速模式，控制器12通过沿继续向前驱动转子2的方向激励相绕组8而开始。由此，例如，控制器12设置dir1且清除dir2以便从左到右激励相绕组8。控制器12继续激励相绕组8直到相电流超过上阈值，在该点处控制器12续流相绕组8一固定续流时段。在续流时段的终点处，控制器12测量相电流。这个测量表示进入加速模式相电流的第一次测量。因此，该测量在转子2仍然在非饱和区域内时的时间处被做出。该控制器12于是从测得的相电流减去固定的偏移值，且存储结果作为饱和阈值。

相绕组8的感应系数对于电机1的温度中的变化是敏感的。不考虑定子芯部7是否是饱和或非饱和都是如此。由此，尽管当在非饱和区域运行时相电流在每个续流时段的终点处的大小大致相同，相电流的大小对于电机1的温度改变仍然敏感。由此，通过测量在非饱和区域内的相电流且减去固定偏移值，饱和阈值被获得，该饱和阈值对于电机1的温度改变是敏感的。重要地，该饱和阈值在不需要温度传感器的情况下被获得，由此减少控制系统4的部件成本。

从测得的相电流减去固定的偏移值被发现工作良好。然而，控制器12能够想象使用测得的相电流以其他方式获得饱和阈值。例如，控制器12能够存储不同饱和阈值的查找表，然后使用测得的相电流从查找表选择出饱和阈值。替代地，控制器12能够解限定饱和阈值作为测得的相电流的函数的方程。由此，更一般地，控制器12可被认为使用测得的相电流来获得饱和阈值。然而，从测得的相电流减去固定的偏移值具有优势在于它使用相对简单和便宜的控制器来执行。例如，不需要控制器解决复杂的方程或包含额外的存储器用于查找表。

在刚刚描述的实施例中，控制器12测量续流时段的终点处的相电流且减去固定的偏移值以便获得饱和阈值。然而，如上所述，当相电流在上阈值和下阈值之间被斩波时，不是测量在固定的续流时段的终点处的相电流，控制器12可替代地测量续流的起点和终点之间或激励的起点和终点之间的时间间隔。在这种情况下获得饱和阈值的方法本质上是相同的。特别地，控制器12完成时间间隔的第一测量值且减去固定的偏移值以限定饱和阈值。

确定转子2的位置的现有方法通常依赖于测量通过转子2在相绕组8中感生的反电动势的极性的转换。然而，在相对较低的速度处，该反电动势的大小是相对小的且由此反电动势的极性的转换不是总能被可靠地测量。由控制器12使用的控制方案不依赖于反电动势来确定转子2的位置。反而，控制方案使用相绕组8的电感系数的改变，当转子2从一个对齐位置旋转到下一个对齐位置时其出现。结果，当在相对较低速度旋转时控制器12能够更可靠地确定转子2的位置。

控制器12在相电流的每个斩波评定转子2是否在预定位置(也就是比较测得的参数和饱和阈值)。电流斩波的频率(也就是相绕组被激励和被续流的次数)由此限定转子2的位置被确定的分辨率。在相对低的转子速度处，控制器12通常在每个电半周期之上多次斩波相电流，且由此转子2的位置可被以相对好的精确度确定。当转子2的速度增加时，每个电半周期的长度减少且由此控制器12较低频率地斩波相电流。结果转子2的位置被确定的精确度降低。最后，速度达到转子位置的精确度相对差的程度。为此，控制器12切换到不同的方案以便进一步加速转子2。

控制器12换向相绕组8一组次数(例如七次)，之后控制器12切换到替代方案以便进一步加速转子2。然而，控制器12可想象仅在一次换向相绕组8之后切换到替代方案。换句话说，在仅一次换向相绕组8之后，转子2可足够迅速地移动，使得控制器12可切换到替代方案以便进一步加速转子。在此情况下，控制器12需要存储仅一个换向时段。

在上述实施例中，控制方案仅用于在较低速度下加速转子2。可以想象地，该控制方案可在稳态条件下被用于控制电机。唯一要求是当在稳态下操作时，相电流以充分频率被斩波，使得转子2的位置可以以足够的精确度被确定。加速模式所花的时间是相对短的。由此，当使用可变饱和阈值时，仅计算一次饱和阈值就足够了。然而，如果控制方案在稳态条件下被用于控制电机，可能必需或期望更频繁地计算饱和阈值，举例来说在每次换向之后或在每n次换向之后。

一旦换向相绕组8，控制器12重复所述方法但持续较短换向时段，其原因在下面进行说明。除了较短换向时段之外，由控制器12使用的方法未改变。该控制器12以这种方式继续直到控制器12已换向相绕组8一组次数。在这个点处，转子2被假定为已经加速至特定速度，且控制器12切换到替代方案以便进一步加速转子2。例如，控制器12可使用wo2013/132249中描述的加速方案。

上述的控制方案使用换向时段和可变的饱和阈值。然而，控制方案不是必须使用两者。例如，如上所述，控制方案可使用固定的饱和阈值，举例来说，所有电机共用的饱和阈值，或对每个电机特有的饱和阈值。然而，通过使用换向时段与较高饱和阈值的组合，虽然一个饱和阈值是固定的，控制器2也不大可能错过饱和事件。同样地，该控制方案可在不需要换向时段的情况下使用可变的饱和阈值。由于控制器12试图当转子2在对齐位置处时换向相绕组8，饱和阈值可被设置为足够低，以致测得的参数只有当转子2在或非常接近对齐位置时低于饱和阈值。当测得的参数小于饱和阈值时，控制器12于是将立即换向相绕组8。如上所述，这个方法的难点在于如果饱和阈值被设置为太低，控制器12可能会完全错过饱和事件。当相同的饱和阈值被用于控制大批量产生电机时这个特别是个问题。然而，通过使用饱和阈值(其不仅仅对于每个电机是独特的，而且对于电机的每次启动都是独特的)，饱和事件可被更可靠地确定。结果，可在不需要换向时段的情况下控制电机。