临界连续模式反激变换器的控制装置及方法与流程

本发明涉及一种基于同步整流(sr)的零电压开通(zvs)临界连续模式(crm)反激(fly-back)变换器的控制方法及其装置，属于功率变换技术范围，特别是涉及高频高效率的功率变换技术领域。

背景技术：

随着电力电子技术的迅猛发展，各种开关变换器在日常生活的应用越来越广泛，但同时人们对开关变换器的高功率密度与高效率提出了更为严苛的要求。小功率隔离型dc/dc变换器常采用fly-back拓扑，其具有电路简单、成本低廉等优点，因此广泛应用于各种适配器电源。

在适配器电源中，无源元件(包括emi滤波器，磁性元件如电感、变压器，容性元件如电容)的体积和重量是其功率密度进一步提高的限制因素。为提高适配器电源功率密度，提高变换器的开关频率行之有效。随开关频率大幅提高，变换器中无源元件的体积和重量可大幅减小，然而变换器的开关损耗也将随之增加，导致牺牲变换器工作效率下降。在高频化的应用背景下，为兼顾变换器的高功率密度与高效两个指标，采用软开关的控制方法或软开关拓扑尤为重要。

一般地，fly-back变换器根据工作模式可分为三种：变压器原副边电流连续模式(ccm)、变压器原副边电流临界连续模式(crm)、变压器原副边电流断续模式(dcm)。其中，crmfly-back变换器可实现原边开关管的谷底开通与副边二极管的零电流关断(副边二极管的反向恢复损耗为零)，因此开关损耗小、效率高，成为兼顾高功率密度与高效两个重要指标的小功率电源适配器的主要待选者，也成为近年来高功率密度高效适配器的重要研究对象。

为进一步提高crmfly-back变换器效率，同步整流(sr)技术被采用以减小变换器副边器件的导通损耗。所谓sr技术就是在变换器副边侧采用工作在同步整流状态(与原边开关管相互补)的开关管(下称同步整流管)代替原有二极管，利用副边同步整流管在大电流导通条件下极低的导通电阻与极低的导通损耗代替原有二极管较高的导通压降与导通损耗，从而节省导通损耗，提升变换器效率。这种方法对改善低压大电流的单级式fly-back变换器的效率效果明显。

另外，有研究表明：随变换器开关频率提高，crmfly-back变换器原边开关管在谷底开通条件下的结容损耗不能忽略。所谓结容损耗是指：开关管输出结电容在其开通前存储有一定电压与能量，该能量在开关管开通后的短暂瞬间被开关管沟道短路从而释放并耗散在开关管导通电阻上。影响结容损耗的因素分别是变换器的开关频率与开关管开通时刻的谷底电压。开关频率越高，结容损耗越大；开关管开通时刻的谷底电压越高，结容损耗越大。在高频化发展趋势下，降低开关管开通时刻的谷底电压是降低crmfly-back变换器中结容损耗的唯一途径。文献[1]基于srcrmfly-back变换器(输入电压范围为100vdc-370vdc)，在副边电流降为零后对副边同步整流管额外增加某固定的导通时间，实现对fly-back变压器原边激磁电感的反向激磁，反向的原边激磁电感电流对原边开关管的结电容进行抽流，使开关管结电容上的电压可在后续谐振阶段降低至零，从而实现原边开关管的零电压开通(zvs)(此时开关管结电容的电压与能量均为为零)，显著降低开关管结容损耗，提高变换器效率。然而，文献[1]为保证在输入电压(100vdc-370vdc)范围内实现crmfly-back变换器原边开关管的zvs，在变换器的最恶劣工作点(最高输入电压即370vdc)设计额外增加的固定导通时间。然而这种依照变换器最恶劣工作点设计的固定导通时间对于较低输入电压条件属过量设计(较低输入电压条件下所需导通时间一般较小)，导致fly-back变压器反向激磁电流的激励值偏大，使得变换器的环流增加，增加fly-back变压器导通损耗与磁滞损耗，牺牲变换器效率。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种基于sr的zvscrmfly-back变换器的控制方法，采用控制方法可在变输入电压条件下自适应调整副边同步整流管的导通时间，实现crmfly-back变换器在变输入电压条件下原边开关管的zvs工作，并保证副边同步整流管导通时间的最优化，最大限度减小fly-back变压器的环流损耗。

本发明另一目的是提供一种基于sr的zvscrmfly-back变换器的控制装置。

本发明的具体技术方案如下：

一种基于sr的zvscrmfly-back变换器的控制装置(如图2)，该控制装置采用模拟控制电路与数字控制器的组合方式，其中模拟控制电路包括：输出电压采样电路、原边开关管vds检测采样保持电路与辅助绕组na采样电路。

1)所述输出电压采样电路的输入端连接fly-back变换器输出母线与输出功率地，其输出端连接至数字控制器的第一模拟/数字转换器，所述输出电压采样电路由对输出功率地的第一电阻分压网络(由r4和r5构成)和隔离环节(隔离环节实现原副边的信号隔离)依次连接构成，其中，隔离环节可采用线性光耦隔离芯片。

2)所述原边开关管vds检测采样保持电路的输入端连接fly-back变换器原边开关管漏极与变换器输入功率地，其输出端连接至数字控制器的第二模拟/数字转换器，所述原边开关管vds检测采样保持电路由对输入功率地的第二电阻分压网络(由r2和r3构成)、辅助开关管q3、采样保持电容c2与运算放大器依次连接构成，其中，r2和r3构成的第二电阻分压网络与q3漏极连接，q3源极连接c2(c2的另一端接地)与运算放大器同相输入端，运算放大器的反相输入端连接其输出端。

3)所述辅助绕组na的采样端输入端连接至变换器输入功率地，其输出端连接数字控制器的激磁电流zcd比较单元，所述辅助绕组na由与fly-back变压器耦合，其同名端与fly-back变压器原边靠近原边开关管漏极一侧相同。

4)所述数字控制器的pwm模块的输出端分别连接至原边开关管q1、副边同步整流管q2与原边开关管vds检测采样保持电路中辅助开关管q3的驱动电路，输出相应驱动信号或窄脉冲以控制对应开关管的通断。

本发明实现其发明目的，采用一种基于sr的zvscrmfly-back变换器的控制方法，以上装置为实施硬件，数字控制器需实现的功能单元包括：原边开关管导通时间计算单元、副边同步整流管导通时间计算单元、模拟/数字转换单元、pwm模块与激磁电流zcd比较单元。其具体技术方案为：采用所述控制装置，通过检测原边开关管开通前瞬时的漏源极电压vds，实时增或减副边同步整流管的导通时间，从而在宽输入电压(例如100vdc～370vdc)范围内实现crmfly-back变换器原边开关管的zvs工作，同时避免过量的副边同步整流管导通时间、减小变换器的环流损耗。

具体包括如下的控制过程：

首先，初始化窄脉冲时长tp，死区时长td，副边同步整流管导通时间信号ton2，副边同步整流管增或减的步进时间τ，输出电压基准电平vref，激磁电流过零检测的门槛电压vzcd各参数；

1).fly-back变换器的输出电压vo经输出电压采样电路采样、隔离后进入数字控制器，经第一模拟/数字转换器转换后生成信号vo送入原边开关管导通时间计算单元；

2).原边开关管导通时间计算单元将信号vo与输出电压基准电平vref作差后送入pi调节器，pi调节器输出原边开关管的导通时间信号ton1送入pwm模块；

3).辅助绕组na输出信号送入激磁电流zcd比较单元的反相输入端，与该单元的同相输入端连接的门槛电压vzcd比较后，输出触发信号reset送入pwm模块；

4).当激磁电流zcd比较单元产生reset信号时，pwm模块产生与触发信号reset上升沿相同步的窄脉冲vgs3，窄脉冲vgs3时长为tp，窄脉冲vgs3随即开通辅助开关管q3，在窄脉冲vgs3期间，原边开关管的漏源极电压vds经第二电阻分压网络对采样保持电容c2快速充电，充电完成后c2上的电压为r3/(r2+r3)倍的vds，该值经运算放大器同相跟随后进入数字控制器的第二模拟/数字转换器转换后生成信号vhold，送入副边同步整流管导通时间计算单元；

5).副边同步整流管导通时间计算单元根据vhold对副边同步整流管的导通时间进行相应增或减操作，图3给出副边同步整流管导通时间的控制时序图，如图所示：当检测到vhold>0，则在当前开关周期内对副边同步整流管的导通时间ton2进行一次增操作，增加量为τ；当检测到vhold<＝0，则在当前开关周期内对副边同步整流管的导通时间ton2进行一次减操作，减小量为τ，完成本开关周期内增或减操作后的ton2信号被送入pwm模块；

6).pwm模块产生的驱动信号vgs1、vgs2与窄脉冲vgs3分别控制原边开关管q1、副边同步整流管q2与原边开关管vds采样保持电路中辅助开关管q3的通断；

7).当前开关周期内在窄脉冲vgs3下降沿之后经过设定的死区时长td(保证原边开关管vds精确采样，不受其开关管开关的影响)，pwm模块输出原边开关管的驱动信号vgs1的上升沿，原边开关管q1的导通时长由ton1信号控制；当前开关周期内在驱动信号vgs1下降沿之后经过设定的死区时长td(保证副边侧电路导通)，pwm模块输出副边同步整流管驱动信号vgs2的上升沿，副边同步整流管q2的导通时长由当前开关周期内完成增或减操作后的ton2信号控制；之后重复步骤1，进行循环操作。

上述过程在每个开关周期内重复执行，在每个开关周期内ton2的增或减操作只进行一次，当经过若干个开关周期后，ton2信号将自适应地达到当前输入条件下的最佳数值附近，此时变换器进入稳态工作，采样检测到的vhold将在相邻两个开关周期内“>0”或“<＝0”交替变化，ton2信号也将在相邻两个开关周期内交替进行相应的增或减操作。

本发明与现有技术相比的主要技术特点：

可在变输入电压条件下自适应地调整副边同步整流管的导通时间，实现crmfly-back变换器原边开关管的zvs工作；同时保证副边同步整流管导通时间的最优化，最大限度减小变换器的环流损耗，提高变换器的工作效率。

本发明适用于高频、高效、高功率密度的crmfly-back变换器。

附图说明

图1为本发明的基于srzvscrmfly-back变换器的控制流程图。

图2为本发明的基于srzvscrmfly-back变换器的系统结构框图。

图3为本发明的调整副边同步整流管导通时间的控制时序图。

图4为本发明电路原理图。

图5为本发明crmfly-back变换器在输入电压突然减小的情况下调节副边同步整流管导通时间的动态示意图。

图6为本发明实施例子中crmfly-back变换器在输入电压突然增加的情况下调节副边同步整流管导通时间的动态示意图。

上述附图中的主要符号名称：vin—反激变换器输入电压；cin—输入滤波电容；n—变压器原副边匝比；np—变压器原边匝数；ns—变压器副边匝数；na—辅助绕组匝数；lm—变压器原边激磁电感；q1—原边开关管；coss1—原边开关管的输出结电容；bd1—原边开关管的寄生体二极管；vds—原边开关管的漏源极电压；q2—副边同步整流管；coss2—副边同步整流管的输出结电容；bd2—副边同步整流管的寄生体二极管；vo—反激变换器输出电压；cout—输出滤波电容；rl—变换器负载；r1—rcd吸收电路中的放电电阻；d1—rcd吸收电路中的充电二极管；c1—rcd吸收电路中的充放电电容；r2、r3、r4、r5—分压电阻；q3—辅助开关管；c2—vds采样保持电容；vgs1—原边开关管的驱动信号；vgs2—副边同步整流管的驱动信号；vgs3—辅助开关管的窄脉冲信号；vhold—原边开关管vds采样保持电路的采样保持电压；ton2—副边同步整流管的导通时间信号；ton1—原边开关管的导通时间信号；vo—输出电压采样值；vref—输出电压基准电平；pi—比例积分调节器；zcd—电流过零检测；vzcd—激磁电流zcd比较单元的门槛电压；reset—原边开关管开通的触发信号；pwm—脉冲宽度调制；adc1—第一模拟/数字转换器；adc2—第二模拟/数字转换器；τ—副边同步整流管增加或减少的步进时间；td是死区时间；tp是窄脉冲时长。

具体实施方式

下面通过具体实例对本发明做进一步的详细说明。

实施例一：本发明的硬件电路设计及具体连接方式为：

如图2所示，本发明基于sr的zvscrmfly-back变换器的控制装置(采用模拟控制电路与数字控制器的组合方式，其中模拟控制电路包括：输出电压采样电路、原边开关管vds检测采样保持电路与辅助绕组na采样电路。

1.输出电压vo采样电路的输入端连接fly-back变换器输出母线与输出功率地，由对输出功率地的r4和r5构成的电阻分压网络与光耦隔离器(用于实现原、副边的信号隔离)依次连接构成，其输出端连接至数字控制器(本例选用ti公司的微控制器tms320f28027)的第一模拟/数字转换器，经过模拟/数字转换后输出信号vo，送入原边开关管导通时间计算单元；

2.原边开关管vds检测采样保持电路的输入端连接fly-back变换器原边开关管漏极与变换器输入功率地，其输出端连接至数字控制器的第二模拟/数字转换器，其中，原边开关管vds经r2和r3构成的电阻分压网络与运算放大器1的同相端连接，运算放大器1的反相端与其输出端和q3的漏极连接，q3源极连接c2(c2另一端接地)与运算放大器2的同相端，运算放大器2的反相端连接其输出端与数字控制器内部的第二模拟/数字转换器，经模拟/数字转换后生成信号vhold并送入副边同步整流管导通时间计算单元；

3.辅助绕组na的输入端连接至变换器输入功率地，输出端(保持与变压器原边绕组np靠近主开关管漏极的一侧为同名端位置连接)连接数字控制器内部的激磁电流zcd比较单元的反相输入端，比较单元的同相输入端连接设置的门槛电压vzcd(本例中设定为vzcd＝0.6v)，比较单元出触发信号reset送入pwm模块电路；

4.数字控制器的pwm模块的输出端分别连接至原边开关管q1、副边同步整流管q2与原边开关管vds检测采样保持电路中辅助开关管q3的驱动电路，输出的驱动信号或窄脉冲以控制对应开关管的通断，其中，q1、q3的驱动电路采用不隔离的驱动芯片，q2的驱动电路采用隔离驱动芯片。

实施例二：本发明的具体控制方法

如图1所示，本发明的具体控制过程如下：

首先初始化窄脉冲时长tp，死区时长td，副边同步整流管导通时间信号ton2，副边同步整流管增或减的步进时间τ，输出电压基准电平vref，变压器激磁电流过零检测的门槛电压vzcd各参数；

1).fly-back变换器的输出电压vo经输出电压采样电路采样、隔离后进入数字控制器，经第一模拟/数字转换器转换后生成信号vo送并入原边开关管导通时间计算单元；

2).原边开关管导通时间计算单元将信号vo与输出电压基准电平vref作差后进入pi调节器(pi调节器的计算过程与传统crmfly-back变换器相同)，pi调节器输出原边开关管的导通时间信号ton1送入pwm模块；

3).辅助绕组na输出信号送入激磁电流zcd比较单元的反相输入端，与该单元的同相输入端连接的门槛电压vzcd比较后，输出触发信号reset送入pwm模块；

4).当激磁电流zcd比较单元产生reset信号时，pwm模块产生与触发信号reset上升沿相同步的窄脉冲vgs3(本例中vgs3窄脉冲时长tp＝30ns)，窄脉冲vgs3随即开通辅助开关管q3，在窄脉冲vgs3期间，构成同相跟随器(同步跟随原边开关管的vds的分压电平，即r3/(r2+r3)倍的vds)的运算放大器1对采样保持电容c2完成充电，充电完成后c2上的电压为原边开关管vds采样值(等于r3/(r2+r3)倍的vds)并保持不变，该值经运算放大器2进行同相跟随后送入数字控制器，经过第二模拟/数字转换器转换后生成信号vhold，送入副边同步整流管导通时间计算单元；

5).副边同步整流管导通时间计算单元根据vhold对副边同步整流管导通时间ton2(本例中设定ton2的初值为0)进行相应增或减操作，当检测到vhold大于零时，在当前开关周期内对副边同步整流管的导通时间信号ton2进行一次增操作(本例中增加量τ＝20ns)；当检测到vhold小于或者等于零时，在当前开关周期内对副边同步整流管的导通时间信号ton2进行一次减操作(本例中减小量τ＝20ns)，完成本开关周期内增或减操作的ton2信号送入pwm模块，用于控制当前开关周期内的副边同步整流管驱动信号(即vgs2)的时长；

6).pwm模块产生的驱动信号vgs1、vgs2与窄脉冲vgs3分别控制原边开关管q1、副边同步整流管q2与原边开关管vds采样保持电路中辅助开关管q3的通断；

7).当前开关周期内在窄脉冲vgs3下降沿之后经过设定的死区时间td(本例中死区时间设定为30ns)后(该死区设定的目的是保证vhold采样不受原边开关管开通时的结电容瞬间放电的影响)，pwm模块输出原边开关管的驱动信号vgs1的上升沿，原边开关管q1的导通时长由ton1信号控制；当前开关周期内在驱动信号vgs1下降沿之后经过设定的死区时间td(保证副边侧电路导通)，pwm模块输出副边同步整流管驱动信号vgs2的上升沿，副边同步整流管q2的导通时长由当前开关周期内完成增或减操作的ton2信号控制；之后重复执行步骤1。

上述过程1)-7)在每个开关周期内重复执行，在每个开关周期内ton2的增或减操作只进行一次，当经过若干个开关周期后，ton2信号将自适应地达到当前输入条件下的最佳数值附近，此时变换器进入稳态工作，采样检测到的vhold将在相邻两个开关周期内“大于零”或“小于等于”交替变化，ton2信号将在相邻两个开关周期内交替进行相应的增或减操作。图3给出本发明的调整副边同步整流管导通时间的控制时序图。

应用实例一：

图4为本发明基于实施例一和实施例二的基于sr的zvscrmfly-back变换器的控制装置结构与控制方法。

本例中fly-back变换器功率电路的设计参数为vin＝100vdc～370vdc，vo＝16v，n＝6:1，辅助绕组na与变压器原边绕组np的匝数比为30:1。因最小输入电压(100vdc)仍然高于96v(n×vo＝96v)，因此采用传统srcrmfly-back变换器在给100vdc～370vdc范围内都将工作在谷底开通状态，因此不能实现zvs工作，造成较大的结容损耗，牺牲变换器的效率。

基于本发明的所提控制方法及其装置，副边同步整流管的导通时间可根据不同的输入电压条件自适应变化，实现crmfly-back变换器原边开关管zvs工作；在实现原边开关管zvs工作的同时尽可能减小副边同步整流管的导通时间，最大限度降低变换器的环流损耗，提高工作效率。如下给出简略分析：额外增加副边同步整流管的导通时间可实现crmfly-back变换器原边开关管的zvs工作，所需的额外增加导通时间的最小值为：

其中，lm是fly-back变压器原边激磁电感，n是fly-back变压器原副边匝比，coss1是原边开关管输出结电容容值，coss2是副边同步整流管输出结电容容值，vin是fly-back变换器输入电压。当fly-back变换器参数(包括lm、n、coss1、coss1)给定时，不同输入电压条件下所需的最小额外导通时间需根据(1)式自适应变化以实现原边开关管的zvs工作。

当额外增加的导通时间低于(1)式计算结果时，原边开关管vds在开关管开通前仍高于零，则vhold将大于零，因此本发明相应增加副边同步整流管的额外导通时间，经过若干开关周期的调节后，副边同步整流管的额外导通时间将增加超过(1)式给出的最小值，从而实现原边开关管的zvs工作。

当副边步整流管额外导通时间高于(1)式计算的最小值时，副边同步整流管关断时将存在较大的反向激磁电流，该反向激磁电流在原边开关管开通前流入输入侧的电源中，导致变换器输入电流有效值增加，进而导致环流损耗增加，包括额外的线路导通损耗、反激变压器的磁滞损耗与反激变压器的铜损等，本发明为此对副边同步整流管的额外导通时间的上限范围进行限定。

当原边开关管vds在开关管开通小于零时，说明fly-back变换器已工作在原边开关管zvs状态且副边同步整流管的额外导通时间高于实际所需最小值，此时vhold将小于零，因此本发明相应减小副边同步整流管的额外导通时间，经过若干开关周期的调节后，副边同步整流管的额外导通时间将减小至(1)式给出的最小值附近，从而减低副边同步整流管额外导通时间过大引起的环流损耗。

测试例一：

图5为本发明应用实例一中crmfly-back变换器在输入电压突然减小的情况下副边同步整流管导通时间进行自适应调节的动态示意图。

t1时刻前变换器的输出电压为vin1且变换器处于稳态工作，vhold在相邻两开关周期内大于零与小于等于零交替变化，因此副边同步整流管的导通时间在相邻两开关周期内交交替增加与减小，即围绕vin1输入条件下的最佳导通时间上下变化。

t1时刻，变换器的输入电压由vin1突降为vin2，副边同步整流管的最佳导通时间应该随之减小从而减小变换器环流损耗、优化变换器效率。

t1时刻之后，在输入电压突降之后的若干个开关周期内，由于副边同步整流管实际导通时间仍旧高于vin2输入条件下的最佳导通时间，导致vhold在对应的开关周期内始终小于等于零，因此副边同步整流管的导通时间将在对应开关周期内减小，每次的减小量为τ。直至经过若干开关周期后副边同步整流管的实际导通时间低于vin2输入条件下的最佳导通时间，vhold将出现大于零的情况，此后变换器将在vin2输入条件下稳态工作，vhold将在之后的相邻两开关周期内大于零与小于等于零交替变化，副边同步整流管的导通时间也将在之后相邻的两开关周期内交替增加与减小。

可见，当输入电压突然减小，副边同步整流管的导通时间随即进行“自适应”地减小，直至减小至最佳的导通时间附近。

测试例二：

图6为本发明应用实例一中crmfly-back变换器在输入电压突然增加的情况下副边同步整流管导通时间进行自适应调节的动态示意图。

t1时刻前变换器的输出电压为vin1且变换器处于稳态工作，vhold在相邻两开关周期内大于零与小于等于零交替变化，因此副边同步整流管的导通时间在相邻两开关周期内交替增加与减小，即围绕vin1输入条件下的最佳导通时间上下变化。

t1时刻，变换器的输入电压由vin1突增为vin2，副边同步整流管的最佳导通时间应该随之增加从而实现原边开关管的zvs工作，减小结容损耗提高变换器效率。

t1时刻之后，在输入电压突增之后的若干个开关周期内，由于副边同步整流管实际导通时间仍旧低于vin2输入条件下的最佳导通时间，导致vhold在对应的开关周期内始终大于零，因此副边同步整流管的导通时间将在对应开关周期内增加，每次的增加量为τ。直至经过若干开关周期后副边同步整流管的实际导通时间高于vin2输入条件下的最佳导通时间，vhold将出现小于等于零的情况，此后变换器将在vin2输入条件下稳态工作，vhold将在之后的相邻两开关周期内大于零与小于等于零交替变化，副边同步整流管的导通时间也将在之后相邻的两开关周期内交替增加与减小。

可见，当输入电压突然增加，副边同步整流管的导通时间随即进行“自适应”地步进增加，直至增加至最佳的导通时间附近。

参考文献：

[1]m.zhang,m.jova.,andf.c.lee.designconsiderationsandperformanceevaluationsofsynchronousrectificationinfly-backconverters.ieeetrans.onpowerelectronics,1998,13(3):538-546.