一种CRM反激PFC变换器的变导通时间控制方法与流程

本发明涉及一种适用于crm反激pfc变换器的变导通时间控制方法，属于功率变换技术范围，特别是涉及高质量ac-dc功率变换技术领域。

背景技术：

近年来电力电子装置在整流场合广泛应用，引起日益严重的电流谐波污染问题。为降低电力电子装置引起的电流谐波危害，各类颁布的谐波标准对电力电子装置所需满足的功率因数(powerfactor,pf)与电流总谐波畸变(totalharmonicsdistortion,thd)进行了规定。反激(fly-back)功率因数校正(powerfactorcorrection,pfc)变换器广泛应用于各种适配器电源中。通常可将其分为三种：变压器原副边电流连续模式(ccm)，变压器原副边电流临界连续模式(crm)，变压器原副边电流断续模式(dcm)。crm反激pfc变换器是小功率适配器电源的主流拓扑，它可实现原边开关管的零电压开通或谷底开通，可实现副边二极管的零电流关断，因此开关损耗小；另外其电路控制简单，仅需电压外环控制，简单可靠、成本低廉。

对于理想情况工作下的crm反激pfc变换器，变压器原边电流在变压器副边电流减小至零的时刻开始从零增加，在原边开关管开通期间线性增加，在原边开关管关断期间保持为零，因此变压器原边电流在开关周期内为断续状态。采用恒定导通时间控制的crm反激pfc变换器在一半线路周期内导通时间恒定，因此变压器原边电流峰值可自动跟踪正弦变化的输入线路电压。但因为变压器原边电流在开关周期内为断续工作状态，因此变换器输入电流(变压器原边电流在开关周期内的平均值等于变换器的输入电流)不能跟踪正弦变化的输入线路电压，导致输入电流thd增加。针对该问题，变导通时间的控制方法被用于补偿变压器原边电流的断续工作状态引起的输入电流畸变，现有变导通时间控制方法通过改变在一半线路周期内的变压器原边电流的峰值包络线，保证变压器原边电流在开关周期内的平均值(即变换器的输入电流)跟踪正弦变化的输入线路电压，从而改善输入电流畸变、降低输入电流thd。

然而，现有变导通时间控制方法尚未考虑crm反激pfc变换器在实际工作中的谐振阶段的影响。crm反激pfc变换器原边开关管的零电压开通与谷底开通的实现，依靠于变压器原边激磁电感和原边开关管输出结电容与副边二极管寄生电容之间的谐振过程。在该谐振阶段，变压器原边电流反向流入反激pfc变换器整流桥后侧的输入电容，导致变压器原边电流在开关周期内的平均值不再正弦。即使采用现有的变导通时间控制方法，实际工作中的crm反激pfc变换器输入电流仍会发生畸变。在一些对输入电流谐波要求较高的场合，即使采用现有的变导通时间控制方法也较难满足相关的谐波要求。

随crm反激pfc变换器开关频率范围的提高，crm反激pfc变换器在实际中的谐振阶段对输入电流畸变的影响更加明显，表现为输入电流thd大幅增加，即使采用现有变导通时间控制方法，也很难使crm反激pfc变换器满足对应的谐波标准。因此，解决crm反激pfc变换器中谐振过程引起的输入电流畸变已经成为当前电力电子技术发展中亟待解决的问题。

技术实现要素：

本发明提供了一种适用于crm反激pfc变换器的变导通时间控制方法，通过查表读数与实时计算相结合的方式得到变换器原边开关管的导通时间，并利用电压误差调节器输出信号实现在变换器全负载范围内自适应的变导通时间控制。

本发明通过以下方案实施：

1.根据crm反激pfc变换器的输入输出参数与设计参数，包括：有效值输入电压urms、线路频率fline、额定满载功率po，输出电压vo，反激变压器匝比n、反激变压器原边激磁感感值lm、原边开关管输出结电容cds、副边二极管寄生电容cj，通过考虑crm反激pfc变换器实际工作中的谐振阶段，根据各工作模态内的阶段时长与变换器输入侧充放电电荷的分析结果，采用迭代方法，精确计算crm反激pfc变换器在一半线路周期内h个等时间间隔时刻的导通时间数据(h一般为奇数且取值范围为100～200，h根据实际需要进行选取，h越大精度越高)。例如：当fline＝50hz，取定h＝101，则101个等时间间隔时刻分别为0ms、0.1ms、0.2ms、…9.8ms、9.9ms、10ms。h个等时间间隔时刻与计算出的h个导通时间数据构成该输入输出条件下的变导通时间数据表，记为tonlut；

2.对输入电压的过零时刻进行实时检测，并在输入电压过零时刻生成过零触发信号；

3.设定位置变量i＝0；设定线路频率fline的初值；设定定时器中断频率flut＝2×h×fline；保证后续操作按照flut频率定时性地重复执行；

4.进入定时器中断，判断是否存在输入电压过零触发信号，若不存在，直接进行步骤5；否则计算当前线路频率fline，更新定时器中断频率flut＝2×h×fline，清除输入电压过零触发信号，清零位置变量i；

5.设定i＝i+1，若i大于h则设定i＝1；

6.从tonlut中读取第i个导通时间数据并记为tonlut(tc)；对变换器对整流输入电压与输出电压进行采样，分别得到采样值vin(tc)与vo(tc)，vo(tc)与输出基准电平vref(vref可在1～2.5v范围内取值，例如vref＝2.0v)比较，比较值经pi调节器后生成误差信号tonerr(反激pfc变换器的电压带宽一般很低，仅有五分之一的线路频率，所以tonerr在一半的线路周期内基本保持不变)，根据表达式(1)计算该定时中断周期内的导通时间ton(tc)：

其中，n为crm反激pfc变换器的变压器原副边匝比；

7.结束并跳出当前定时器中断，等待下一个定时器中断，重复步骤4；得到的ton(tc)同时用于控制反激变换器在当前定时中断周期内原边开关管的开通时长。

crm反激pfc变换器通过激磁电流过零检测(zerocurrentdetection,zcd)电路触发原边开关管开通，并产生原边开关管驱动信号上升沿；实时计算的ton(tc)则用于确定原边开关管驱动信号下降沿，因此原边开关管导通时间跟随ton(tc)的计算结果实时变化。

在上述实施步骤1中，精确获取crm反激pfc变换器在某输入输出条件下所选时刻的导通时间的迭代计算方法，相比现有的变导通时间控制方法，考虑了crm反激pfc变换器实际工作过程中的电路谐振阶段，包括变换器在各工作模态内的阶段时长与变换器输入侧充放电电荷，具体实施步骤如下：

a)根据表达式(2)计算变换器在已知输入输出条件下的所选时刻tc的理想输入电流iinideal(tc)：

其中po是额定满载功率、urms是有效值输入电压、fline是线路频率、tc是一半线路周期内所选的需要计算导通时间数据的时刻；

b)设定导通时间初值ton，根据表达式(3)计算tc时刻开关周期ts内变压器原边电流平均值ipavg(tc，ton)：

其中ip(tc，ton)是tc时刻开关周期内、导通时间为ton条件下的变压器原边电流的函数，∑q是tc时刻开关周期内各工作模态的输入侧充放电电荷总和，∑τ是tc时刻开关周期内各工作模态的阶段时长总和，q1、q2、q3、q4、q5、τ1、τ2、τ3、τ4、τ5的具体结果见下面的表1和表2。

表1为vin≤nvo条件下crm反激pfc变换器的各工作模态下的阶段时长与原边输入侧充放电电荷的分析结果；表2为vin>nvo条件crm反激pfc变换器的各工作模态下的阶段时长与原边输入侧充放电电荷的分析结果。

表1vin≤nvo条件下各工作模态的阶段时长与原边输入侧充放电电荷

表2vin>nvo条件下各工作模态的阶段时长与原边输入侧充放电电荷

c)采用迭代计算方式不断修正ton数值，直至得到tc时刻导通时间ton(tc)满足表达式(4)，则ton(tc)即为对应时刻所求的导通时间数据。

ipavg(tc,ton(tc))＝iinideal(tc)(4)

本发明与现有技术相比的主要技术特点是：

1)本发明考虑crm反激pfc变换器在实际工作过程中谐振阶段的影响，提出一种变导通时间控制方法，该控制方法使得crm反激pfc变换器可应用于对输入电流谐波要求较高的场合，并满足当前高频化发展的需求。

2)利用电压误差调节器的输出信号tonerr对存储的单张导通时间数据表中的数据进行实时变换，可实现crm反激pfc变换器在全负载范围内变导通时间控制的自适应调节。

3)本发明适用于对输入电流thd性能有严格要求的crm反激pfc变换器或高频crm反激pfc变换器，且可在全负载范围内实现最优变导通时间控制的自适应调节。

附图说明

附图1是本发明实施例一的控制流程图。

附图2-1、附图2-2为考虑“变压器原边激磁电感lm和原边开关管输出结电容cds与副边二极管寄生电容cj谐振”的crm反激pfc变换器的工作波形。附图2-1是原边开关管在零电压开通工作条件下的工作波形，图2-2是原边开关管在谷底开通工作条件下的工作波形。

图3为所提crm反激pfc变换器的变导通时间控制方法在固定输入条件(220vac/50hz)下一个实施例(实施例一)的原理图。

附图4为实施例一中数字控制器实时计算导通时间的逻辑执行框图。

附图5-1为实施例一中额定满载功率条件下基于本发明的变导通时间控制方法、恒导通时间控制方法与现有变导通时间控制方法的输入电流仿真波形。

附图5-2为实施例一中额定满载功率条件下基于本发明的变导通时间控制方法、恒导通时间控制方法与现有变导通时间控制方法的导通时间仿真结果。

附图6为实施例一中，在变负载条件下(20％、40％、60％、80％、100％)，基于本发明的变导通时间控制方法、恒导通时间控制方法与现有变导通时间控制方法的输入电流thd曲线仿真结果。

附图7为实施例二所提crm反激pfc变换器的变导通时间控制方法在通用输入条件(90～264vac,47hz～63hz)下的原理图。

附图8为实施例二中数字控制器实时计算导通时间的逻辑执行框图。

附图9-1为实施例二中基于本发明的变导通时间控制方法的输入电流thd三维曲面(三个维度：输入电流thd-输出功率-有效值输入线路电压)。

附图9-2为实施例二中基于恒导通时间控制方法的输入电流thd三维曲面图(三个维度：输入电流thd-输出功率-有效值输入线路电压)。

附图9-3为实施例二中基于现有变导通时间控制方法的输入电流thd三维曲面图(三个维度：输入电流thd-输出功率-有效值输入线路电压)。

附图中主要符号名称：vgs—原边开关管驱动信号；ilm、ilm(t)—变压器原边激磁电感电流；vds—原边开关管的漏源极电压；ts—原边开关管开关周期；ton—原边开关管导通时间；vin—整理输入电压；vo—输出电压；n—变压器原副边匝比；iin—变换器输入电流；cin—整流桥后侧的输入电容；lm—变压器原边激磁电感；ip(t)—变压器原边输入电流；q—原边开关管；cds—原边开关管输出结电容；d—副边二极管；cj—副边二极管寄生电容；cout—输出滤波电容；rl—变换器输出负载；adc1、adc2—模拟/数字转换器；ecap—捕获单元；fline—线路频率；h—计算变导通时间数据表时选取的等时间间隔时刻点个数；flut—定时器中断频率；tonlut(tc)—tc时刻从tonlut中读取的导通时间；tonxv(tc)—tc时刻从tonxv(t)中读取的导通时间；vin(tc)—tc时刻输入线路电压的采样值；vo(tc)—tc时刻输出电压的采样值；vref—输出基准电平；pi—电压误差调节器中比例积分环节；tonerr—电压误差调节器输出信号；ton(tc)—tc时刻的导通时间；vzcd—变压器激磁电流过零检测门槛电压；reset—触发开关管开通的重置信号；pwm—脉冲宽度调制。

具体实施方式

1.本发明考虑crm反激pfc变换器谐振阶段的模态分析

本发明的crm反激pfc变换器主功率电路包括：整流桥、输入电容cin、反激变压器(原边激磁电感为lm、原副边匝比为n:1)、原边开关管q(q的输出结电容为cds)、副边二极管d(d的寄生二极管为cj)、输出电容cout、负载rl。功率电路在开关周期内的谐振阶段由lm和cds与cj参与完成。

附图2-1、附图2-2为考虑lm和cds与cj间谐振的crm反激pfc变换器工作波形。图2-1是原边开关管在零电压开通条件下(此时输入线路电压vin低于n倍输出电压vo，n为反激变压器的原副边匝比)时的工作波形；图2-2是原边开关管在谷底开通开通条件下(此时vin高于n倍vo)时的工作波形。因为变换器在输入线路电压正、负周期内的工作情况具有一致性，本小节以下仅给出变换器在输入线路电压正周期内(即vin>0)的模态分析。

对应附图2-1，原边开关管在零电压开通条件下的工作模态分析：

[t0,t1]阶段：变压器原边激磁感电流ilm在t0时刻为零，变压器激磁电感lm与原边开关管的输出结电容cds和副边二极管的寄生电容cj之间发生谐振，变压器原边激磁感电流ilm对cds放电、对cj充电(cj充电通过变压器原副边耦合实现)，此阶段变压器原边电流反向流入整流桥后侧的输入电容cin，原边开关管的漏源极电压vds谐振下降；

[t1,t2]阶段：vds在t1时刻降至零，原边开关管在此刻开通实现零电压开通，ilm在输入线路电压vin作用下以斜率vin/lm增加并在t2时刻增至零；

[t2,t3]阶段：ilm在vin作用下以斜率vin/lm增加；

[t3,t4]阶段：t3时刻原边开关管关断，lm与cds和cj之间发生谐振，ilm对cds充电、对cj放电(cj放电通过变压器原副边耦合实现)，此时变压器原边电流正向流出cin，vds谐振增加；

[t4,t5]阶段：在t4时刻vds谐振上升至vin+nvo，副边二极管导通，变压器副边电流is在输出电压vo作用下以斜率n²×vo/lm减小(对应ilm在折合电压nvo作用下线性减小)，并在t5时刻线性减小至零。

t5时刻之后变换器进入下一个工作周期。

对应附图2-2，原边开关管在谷底开通条件下的工作模态分析：

[t0,t1]阶段：ilm在t0时刻为零，lm与cds和cj之间发生谐振，ilm对cds放电、对cj充电(cj充电通过变压器原副边耦合实现)，导致变压器原边电流反向流入cin，vds谐振下降；

[t1,t2]阶段：vds在t1时刻谐振减小至谷底，原边开关管在此刻开通实现谷底开通，ilm在vin作用下以斜率vin/lm增加；

[t2,t3]阶段：t2时刻原边开关管关断，lm与cds和cj之间发生谐振，ilm对cds充电、对cj放电(cj放电通过变压器原副边耦合实现)，vds谐振增加；

[t3,t4]阶段：在t3时刻vds谐振上升至vin+nvo，副边二极管导通，变压器副边电流is在输出电压vo作用下以斜率n²×vo/lm减小(对应ilm在折合电压nvo作用下线性减小)，并在t4时刻线性减小至零。

t4时刻之后变换器进入下一个工作周期。

2.本发明crm反激pfc变换器各模态阶段时长与输入侧充放电电荷

在零电压开通条件下，crm反激pfc变换器各模态的阶段时长与原边输入侧充放电电荷分析结果见表1；在谷底开通条件下，crm反激pfc变换器各模态的阶段时长与原边输入侧充放电电荷分析结果见表2。

表1在零电压开通条件下阶段时长与原边输入侧充放电电荷分析结果

表2在谷底开通条件下阶段时长与原边输入侧充放电电荷分析结果

3.本发明crm反激pfc变换器的导通时间的迭代计算方法

所采用的crm反激pfc变换器导通时间的精确迭代计算方法，相比现有的变导通时间计算方法，考虑了crm反激pfc变换器实际工作过程中的电路谐振阶段，包括变换器在各工作模态内的阶段时长与变换器输入侧充放电电荷。已知crm反激pfc变换器的输入输出参数与设计参数：有效值输入电压urms、线路频率fline、输出电压vo、额定满载功率po、反激变压器匝比n、反激变压器原边激磁感感值lm、原边开关管输出结电容cds、副边二极管寄生电容cj，则在已知输入输出条件下所选时刻的导通时间的精确迭代计算方法通过以下步骤实施：

1.根据表达式(1)计算该输入输出条件下的所选时刻tc的理想输入电流iinideal(tc)：

其中tc是一半线路周期内所选的需要计算导通时间数据的时刻；

2.设定导通时间初值ton，根据表达式(2)计算在tc时刻开关周期ts内变压器原边电流平均值ipavg(tc，ton’)：

其中ip(tc，ton)是tc时刻开关周期内、导通时间为ton条件下的变压器原边电流的函数，∑q是tc时刻开关周期内各工作模态的输入侧充放电电荷总和，∑τ是tc时刻开关周期内各工作模态的阶段时长总和，q1、q2、q3、q4、q5、τ1、τ2、τ3、τ4、τ5见上述的表1和表2。

3.采用迭代计算方式(如常见的二分法)不断修正ton数值，直至得到tc时刻导通时间ton(tc)满足表达式(3)，即可得到所求的导通时间数据ton(tc)。

ipavg(tc,ton(tc))＝iinideal(tc)(3)

实施例一：

本发明在固定输入条件下crm反激pfc变换器的变导通时间控制

图1是本发明在固定输入条件下crm反激pfc变换器的变导通时间的控制流程图。图3为本发明所提crm反激pfc变换器的变导通时间控制方法在固定输入条件下的一个实施例。

已知本例中crm反激pfc变换器输入输出参数为220vac/50hz，额定满载功率为po＝64w，输出电压vo＝24v。已知本例中crm反激pfc变换器的变压器原边激磁电感感值lm＝300μh、原副边匝比n＝4、原边开关管输出结电容cds＝313pf、副边二极管寄生电容cj＝50pf。

在一半工频周期内等时间间隔地选取101个时刻(h＝101)。考虑变换器的实际谐振阶段，根据上述变换器各模态的阶段时长与变压器原边输入侧充放电荷的分析结果，采用上述精确迭代方法计算这101个时刻点对应的导通时间，从而构成crm反激pfc变换器在该输入输出条件下的变导通时间数据表tonlut，并将其预存在数字控制器中。

如附图3所示，crm反激pfc变换器的变导通控制方式实现过程如下：

1.对输入电压过零时刻进行实时检测，并在输入电压过零时刻生成过零触发信号，数字控制器ecap模块对该触发信号进行捕获；

2.设定查表操作的位置变量i＝0；设定线路频率fline初值；设定定时器中断频率flut＝2×h×fline，保证后续操作按照flut频率定时性地重复执行；

3.数字控制器以频率flut＝101×100hz(fline＝50hz)进入定时器中断；进入定时器中断后，判断是否存在输入电压过零触发信号，若不存在，直接进行步骤4；否则计算当前线路频率fline，更新定时器中断频率flut＝2×h×fline，清除输入电压过零触发信号，清零查表操作的位置变量i；

4.更新查表操作的位置变量，设定i＝i+1，若i大于h则设定i＝1；

5.从tonlut中读取第i个导通时间数据并记为tonlut(tc)，变换器的整流输入电压与输出电压经数字控制器的模拟数字转换器进行采样(其中输出电压采样经过隔离采样环节实现原副边隔离)，分别得到采样值vin(tc)与vo(tc)，vo(tc)与输出基准电平vref(本例中基准电平vref设定为2.0v)比较，比较值经pi调节器后生成误差信号tonerr(反激pfc变换器的电压带宽一般很低，仅有五分之一的线路频率，所以tonerr在一半的线路周期内基本保持不变)，根据表达式(4)计算该定时中断周期内的导通时间ton(tc)：

其中，n为crm反激pfc变换器的变压器原副边匝比；

6.结束并跳出当前定时器中断，等待下一个定时器中断，重复步骤3；得到的ton(tc)同时用于控制反激变换器在当前定时中断周期内原边开关管的开通时长。

数字控制器对反激变压器耦合绕组的输出端(输出端应该与反激变压器原边侧和开关管的连接点位置保持为同名端连接，本例中辅助绕组与变压器原边绕组的匝数比为1：35)信号进行采样，当其低于设定的过零检测(zcd)电平时(本例中设定为vzcd＝0.8v)，产生reset信号(原边开关管应在此时刻开通)；数字控制器pwm模块根据reset信号的产生时刻确定原边开关管驱动信号的上升沿，同时根据计算得到的ton(tc)确定原边开关管驱动信号在当前定时中断内的下降沿，产生的pwm信号送入驱动电路，从而驱动原边开关管动作。因此原边开关管的导通时间将跟随ton(tc)的计算结果在一半线路周期内实时变化。

上述变导通时间控制过程在输入电压为正的线路周期与输入电压为负的线路周期内完全相同(输入电压为正负对称的交流量，在线路周期内一半为正、一半为负)。

附图4给出实施例一中数字控制器计算变导通时间ton(tc)的逻辑执行框图。

测试实例一：

附图5-1给出实施例一中额定满载功率条件下输入电流的仿真结果，作为对比，同时给出额定满载功率条件下基于恒导通时间控制与现有变导通时间控制下的输入电流的仿真结果；

附图5-2给出本例中额定满载功率条件下导通时间曲线的仿真结果，作为对比，同时给出额定满载功率条件下基于恒导通时间控制与现有变导通时间控制下的导通时间曲线的仿真结果。

根据额定满载功率条件下的仿真结果，尽管现有变导通时间控制相比恒导通时间控制改善了输入电流波形，但仍存在一定的过零畸变；而本发明所提变导通时间控制方式可在输入电压过零附近显著增加导通时间，从而完全弥补谐振阶段引起的过零畸变，实现完全正弦的输入电流。

附图6给出变负载条件下(20％、40％、60％、80％、100％)，实施例一中基于所提变导通时间控制方法、恒导通时间控制方法与现有变导通时间控制方法的输入电流thd曲线结果。可见，相比恒导通时间控制与现有变导通时间控制，本发明所提变导通时间控制可显著降低输入电流thd，并且在全负载范围内均实现极低输入电流thd，实现了变负载条件的自适应控制。

实施例二：

本发明在通用输入条件下crm反激pfc变换器的变导通时间控

制

附图7为所提crm反激pfc变换器的变导通时间控制方法在通用输入条件(90～264vac,47hz～63hz)下的一个实施例。已知本例中crm反激pfc变换器的输入输出参数为：90v～264vac有效值输入、47hz～63hz工频频率，输出电压vo＝24v、额定满载功率po＝64w。本例中变压器原边激磁电感感值lm＝300μh、原副边匝比n＝4、原边开关管输出结电容cds＝313pf、副边二极管寄生电容cj＝50pf。

为简化设计，本例选择若干有效值输入线路电压计算对应的变导通时间数据表，计算方法如前述，包括90v、100v、110v、120v、130v、140v、150v、160v、170v、180v、190v、200v、210v、220v、230v、240v、250v、260v，计算得到的变导通时间数据表分别记为ton90v、ton100v、ton110v、ton120v、ton130v、ton140v、ton150v、ton160v、ton170v、ton180v、ton190v、ton200v、ton210v、ton220v、ton230v、ton240v、ton250v、ton260v。每张表中的导通时间数据为h个(本例中h＝101)。将计算得到的多张变导通时间数据表存储在数字控制器的数据存储单元中。其余未在上述数值内的有效值输入线路电压下的变导通时间数据表基于就近原则采用上述已有的变导通时间数据表。例如，有效值输入线路电压为93vac，则选择ton90v作为93vac输入条件下变导通时间数据表，有效值输入线路电压为228vac，则选择ton230v作为228vac输入条件下变导通时间数据表。

如附图7所示，crm反激pfc变换器的变导通控制方式实现过程如下：

1.对输入电压过零时刻进行实时检测，并在输入电压过零时刻生成过零触发信号，数字控制器ecap模块对该触发信号进行捕获；

2.设定查表操作的位置变量i＝0；设定线路频率fline初值；设定定时器中断频率flut＝2×h×fline；保证后续操作按照flut频率定时性地重复执行；

3.数字控制器以频率flut进入定时器中断；进入定时器中断后，判断是否存在输入电压过零触发信号，若不存在，直接进行步骤4；否则计算当前线路频率fline(实际的线路频率可能在47hz～63hz范围内变化)，更新定时器中断频率，清除输入电压过零触发信号，清零查表操作的位置变量i；

4.更新查表操作的位置变量，设定i＝i+1，若i大于h则设定i＝1；

5.变换器的整流输入电压经数字控制器的模拟数字转换器进行采样，得到采样值vin(tc)，并计算当前有效值输入电压urms(实际的有效值输入电压可能在90～264vac范围内变化)，从而就近选取上述已有的变导通时间数据表tonxv作为当前实际输入电压条件下的待查变导通时间数据表tonxv。

6.从tonxv中读取第i个导通时间数据并记为tonlut(tc)，变换器的输出电压经数字控制器的模拟数字转换器进行采样(其中输出电压采样经过隔离采样环节实现原副边隔离)，得到采样值与vo(tc)，vo(tc)与输出基准电平vref(本例中基准电平vref设定为1.8v)比较，比较值经pi调节器后生成误差信号tonerr，数字控制器根据表达式(5)计算该定时中断周期内的导通时间ton(tc)：

7.结束并跳出当前定时器中断，等待下一个定时器中断，重复步骤3；得到的ton(tc)同时用于控制反激变换器在当前定时中断周期内原边开关管的开通时长。

数字控制器对反激变压器耦合绕组的输出端(输出端应与反激变压器原边侧和开关管的连接点位置保持为同名端连接，本例中辅助绕组与变压器原边绕组的匝数比为1：40)信号进行采样，当其低于设定的过零检测(zcd)电平(本例中设定为vzcd＝0.5v)时，产生reset信号(原边开关管应在此时刻开通)；pwm模块根据reset信号的产生时刻确定原边开关管驱动信号的上升沿，同时根据计算得到的ton(tc)确定原边开关管驱动信号的下降沿，产生的pwm信号送入驱动电路从而驱动原边开关管动作。因此原边开关管的导通时间将跟随每个定时中断内计算的ton(tc)在一半线路周期内实时变化，且更新频率为定时器中断频率。

上述变导通时间控制过程在输入电压为正的线路周期与输入电压为负的线路周期内完全相同(输入电压为正负对称的交流量，在线路周期内一半为正、一半为负)。

附图8给出实施例二中数字控制器计算变导通时间ton(tc)的逻辑执行框图。

测试实例二：

附图9-1给出实施例二中基于所提变导通时间控制方法的在通用输入线路电压(90v～264vac,47～63hz)内、轻载至满载变载条件下所计算出的输入电流thd三维曲面；

作为对比，附图9-2，给出基于恒导通时间控制方法的在通用输入线路电压(90v～264vac,47～63hz)内、轻载至满载变载条件下所计算出的输入电流thd三维曲面；

附图9-3给出基于现有变导通时间控制方法的在通用输入线路电压(90v～264vac,47～63hz)内、轻载至满载变载条件下所计算出的输入电流thd三维曲面。

可见，相比恒导通时间控制与现有变导通时间控制，基于本发明所提变导通时间控制，可在通用输入线路电压内、轻载至满载变载条件下显著降低输入电流thd。