本发明涉及开关电源的电路结构，具体是一种ac-dcflyback、dc-dcboost两用变换器可共用到功率磁性器件、功率开关器件、整流器件、输出滤波元器件及大部分输出元器件的电路的拓扑结构。
背景技术：
在ac-dcflyback隔离的变换器电路结构中需一个做磁电转换的功率磁性器件，在dc-dcboost非隔离的变换器电路中也需一个做磁电转换的功率磁性器件。如需开发一款ac-dcflyback、dc-dcboost的共用输出端口的俩用电源，因ac-dcflyback、dc-dcboost是两种不同的拓扑结构，且在产品应用中的安规及emc要求都有很大的区别，在目前业界应用都是分开单独通过各自功率变换处理后，再连接到一起共用输出的端口，而不能共用到不同拓扑中的一些功率器件。作为一个商业产品，这种设计应用无论是从成本、体积、重量等方面考虑都存在一个很大的弊端。不能将成本进一步降低，不能将体积进一步减小，也不能将重量进一步减轻。
技术实现要素：
本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种无论是体积，重量，成本，效率都大有优化的应用于ac-dc/dc-dc共用功率磁性器件的电路。
为实现上述目的，本发明所提供的技术方案为：应用于ac-dc/dc-dc共用功率磁性器件的电路，它包括有桥式整流，桥式整流的第1脚与电源火线连接，桥式整流的第3脚与电源零线连接，桥式整流的第2脚依次与第五电容、第三电阻、第一电阻、第六电容一端连接后与变压器的第1脚相连接，桥式整流的第4脚依次与第五电容另一端、第一光耦的e脚相连接后与第二电阻一端连接，第一光耦的c脚与第一控制芯片的第5脚相连接，第一控制芯片的第1脚与第三电阻另一端连接，第一控制芯片的第4脚分别与第二电阻另一端、第一mos管的s脚相连接，第一mos管的g脚与第一控制芯片的第3脚连接，第一mos管的d脚分别与变压器的第2脚、第四二极管一端相连接，第四二极管另一端分别与第一电阻、第六电容另一端相连接，变压器的第3脚分别与第一整流二极管、第二mos管的d脚相连接，变压器的第4脚依次与第三二极管、第四电容一端连接后输出，第二mos管的g脚与第四控制芯片相连接，第四控制芯片与第五二极管一端相连接，第一整流二极管另一端依次与第一电容、第二电容、第一电感一端相连接；第一电感另一端与第五电阻、第四电阻、第三电容一端连接后输出；第五电阻另一端分别与第五二极管另一端、第六电阻、稳压集成电路相连接；第二mos管的s脚与第三二极管另一端连接后依次与第一电容、第二电容、第六电阻另一端以及稳压集成电路连接后再与第三电容、第四电容另一端连接后输出；第四电阻另一端与光耦一端连接，光耦另一端与稳压集成电路连接。
本方案的ac-dcflyback、dc-dcboost两用变换器可以共用功率磁性器件、功率开关器件、整流器件、输出后级滤波元器件及大部分输出元器件；无论是体积，重量，成本，效率都大有优化；ac或dc输入时也会自动选择其中一种方式工作。这样即解决了传统此类电源成本、体积、重量、效率等问题，大大的提升了产品的市场竞争力。
附图说明
图1为本发明的整体结构示意图。
具体实施方式
下面结合所有附图对本发明作进一步说明，本发明的较佳实施例为：参见附图1，本实施例所述的应用于ac-dc/dc-dc共用功率磁性器件的电路包括有桥式整流bd1，桥式整流bd1的第1脚与电源火线连接，桥式整流bd1的第3脚与电源零线连接，桥式整流bd1的第2脚依次与第五电容c5、第三电阻r3、第一电阻r1、第六电容c6一端连接后与变压器t1的第1脚相连接，桥式整流bd1的第4脚依次与第五电容c5另一端、第一光耦u2a的e脚相连接后与第二电阻r2一端连接，第一光耦u2a的c脚与第一控制芯片u1的第5脚相连接，第一控制芯片u1的第1脚与第三电阻r3另一端连接，第一控制芯片u1的第4脚分别与第二电阻r2另一端、第一mos管q1的s脚相连接，第一mos管q1的g脚与第一控制芯片u1的第3脚连接，第一mos管q1的d脚分别与变压器t1的第2脚、第四二极管d4一端相连接，第四二极管d4另一端分别与第一电阻r1、第六电容c6另一端相连接，变压器t1的第3脚分别与第一整流二极管d1、第二mos管q2的d脚相连接，变压器t1的第4脚依次与第三二极管d3、第四电容c4一端连接后输出，第二mos管q2的g脚与第四控制芯片u4相连接，第四控制芯片u4与第五二极管d5一端相连接，第一整流二极管d1另一端依次与第一电容c1、第二电容c2、第一电感l一端相连接；第一电感l另一端与第五电阻r5、第四电阻r4、第三电容c3一端连接后输出；第五电阻r5另一端分别与第五二极管d5另一端、第六电阻r6、稳压集成电路u3相连接；第二mos管q2的s脚与第三二极管d3另一端连接后依次与第一电容c1、第二电容c2、第六电阻r6另一端以及稳压集成电路u3连接后再与第三电容c3、第四电容c4另一端连接后输出；第四电阻r4另一端与光耦u2b一端连接，光耦u2b另一端与稳压集成电路u3连接。
当inac220v交流输入ac_l(火线)、ac_n(零线)经过保险管f1后，经桥式整流(bd1)及电解电容c5滤波后，变成直流300vdc电压。这个电压一路通过电阻r3给控制芯片u1启动供电；另一路则连接至变压器绕组的一端t1_1（即t1的第1脚，下同）。在控制芯片u1启动后，u1将输出高电平去驱动mos管q1_g，使mos管q1_d-s间导通，q1_d-s间导通期间，变压器初级绕组t1_1-2储存能量，因为同名端的作用，初级绕组t1_1-2储存的能量不能对次级绕组t1_3-4释放。在控制芯片u1输出低电平，使mos管q1_g没有了驱动电压，mos管q1_d-s间关断，q1_d-s间关断期间，变压器初级绕组t1_1-2对次级绕组t1_3-4释放能量，经整流二极管d1整流、电容c1c2c3、电感l组成的tt滤波后得至outdc直流电压vout+，直流电压vout+的稳压经电阻r4、光耦u2b及tl431u3来调节，反馈至光耦u2a去控制pwm芯片u1，使其控制占空比的大小来调节输出电压vout+的稳定。2.当indc直流输入经电容c4滤波，经防反接二极管d3后，在控制芯片u4有供电电压时，u4启动后将输出高电平去驱动mos管q2_g，使mos管q2_d-s间导通，dc直流输入的电压的正极vin+经t1_3-4l1、mos管q2_d-s，到dc直流输入的电压的负极vin-，从而形成回路，此时，t1_3-4l1储存能量。在控制芯片u2输出低电平时，使mos管q2_g没有了驱动电压，mos管q2_d-s间关断，q2_d-s间关断期间，t1_3-4l1和mos管q2开关将产生高于dc输入电压，通过d1d2整流后对输出释放能量，经电容c1c2c3、电感l组成的tt滤波后得至outdc直流电压vout+，直流电压vout+的稳压经电阻r5、r6的分压来调节pwm芯片u2内部的比较运算，使其控制占空比的大小来调节输出电压vout+的稳定。
本实施例的ac-dcflyback、dc-dcboost两用变换器可以共用功率磁性器件、功率开关器件、整流器件、输出后级滤波元器件及大部分输出元器件；无论是体积，重量，成本，效率都大有优化；ac或dc输入时也会自动选择其中一种方式工作。这样即解决了传统此类电源成本、体积、重量、效率等问题，大大的提升了产品的市场竞争力。
以上所述之实施例只为本发明之较佳实施例，并非以此限制本发明的实施范围，故凡依本发明之形状、原理所作的变化，均应涵盖在本发明的保护范围内。