一种适用于组合级联式电池储能变换器的相内功率分配控制方法与流程

本发明属于电力电子技术领域，尤其涉及组合级联式电池储能变换器的控制策略。

背景技术：

近年来，光伏发电产业发展迅速。但是光伏发电受天气条件和自然环境的影响比较大，容易导致输出功率的剧烈波动。光伏电站大规模建设和投运给电力系统的安全稳定运行带来了挑战。增设电池储能系统，是其中一种解决光伏电站相关问题的有效手段。通过配置电池储能系统来增加光伏系统的惯性储备容量，能够平抑随机性功率波动和抑制低频振荡。

级联h桥变换器(cascadedh-bridge,chb)是一种特别适合集中式大功率电池储能的拓扑结构，其在实际工程中有着广泛的应用。基于chb的结构，文献《一种mw级大功率电池储能变流器关键技术及其工程应用》还提出了一种组合级联式的储能变换器拓扑结构。通过加入隔离型双向全桥(dualactivebridge,dab)dc/dc变换器，给电池组单元以及高压电网之间提供了可靠的电气隔离，而且dab变换器的使用也增强了整个装置对各电池组的适应和调节能力。

这种基于chb结构的储能系统，需要对各电池组的荷电状态(stateofcharge,soc)进行均衡控制。针对chb相内soc均衡问题，现有的方法多数是基于载波移相调制(carrierphase-shiftspwm,cps-spwm)技术，通过微调各个h桥单元调制波的幅值以及相位来调节各单元的传输功率，从而控制电池组的soc。这些方法实质是通过调整调制波来达到相内功率分配的目的。但是，这种基于cps-spwm技术的相内功率分配方法也存在一些缺点。当各单元调制波作出调整以后，基于cps-spwm的技术就无法消除相电压中的低次谐波，导致输出电压波形发生畸变。

文献《distributedcommutationspulse-widthmodulationtechniqueforhigh-powerac/dcmulti-levelconverters》提出了一种分布式开关动作的调制策略(distributedcommutationspulse-widthmodulation,dcm)。dcm在每个控制周期内不仅只让一个单元处于pwm工作状态，而且只允许每一相有一个单元进行开关动作。相比混合调制策略，dcm策略无需基于三角载波的调制，实施方法简单，而且每一相的器件开关动作总数能够大幅削减。文献《activedcvoltagebalancingpwmtechniqueforhigh-powercascadedmultilevelconverters》还基于dcm提出了一种chb整流器直流侧电压平衡控制策略，间接实现了对chb相内功率分配的控制。但是，现有的技术存在两个方面的问题。一方面是：本文研究的组合级联式的储能变换器，其每个h桥直流侧电压都由dc/dc变换器稳定控制，不可能通过平衡直流侧电压来间接分配各个单元的传输功率。另一方面是：虽然基于传统cps-spwm技术下的chb各级联单元功率传输能力是比较容易求取的，但是据作者所知，目前还没有文献针对dcm技术以及混合调制技术下的功率不均衡分配能力，进行各工况的完整的理论分析和数学推导。因此，这对相关技术的广泛应用造成了阻碍。

本专利基于dcm技术，发明了一种新型的级联h桥变换器相内功率分配控制策略。该策略不是根据直流侧电压的差异来间接达到功率分配的目的，而是实时计算各单元的平均传输功率，并根据实际功率与参考功率的误差来决定各单元的开关动作行为。传统cps-spwm技术在chb相内功率不均衡分配时，会导致相电压低次谐波成分明显增加，而且其功率不均衡分配能力有限，不能充分利用chb相内功率分配能力。与传统cps-spwm策略相比较，本专利发明的控制策略在功率不均衡分配能力以及输出电压谐波性能等方面都有显著优势。通过仿真和实验的结果可以证实，

(1)本专利发明的控制策略可以实时计算各单元的平均传输功率，能够直接对单元的传输功率进行控制。其控制的灵活程度高、对相内单元功率分配的控制能力强、功率分配控制响应速度快。

(2)本专利发明的控制策略能够充分发挥和利用chb相内单元功率分配能力。允许多个单元工作于方波输出电压工况，相比传统cps-spwm技术，本专利发明的控制策略极大地拓展了功率不均衡分配的可行范围。

技术实现要素：

本发明针对组合级联式电池储能变换器提出一种新型相内功率分配的控制方法。完整的控制流程如图1所示，本专利发明的控制方法的实施应该包括以下步骤：

1.一种适用于组合级联式电池储能变换器的相内功率分配控制方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

步骤1，各h桥单元实时功率计算；

步骤2，各h桥单元功率参考值的计算；

步骤3，基于步骤1和步骤2得到的功率值，计算每一相中前n-1个h桥单元的功率误差δpi，其中每相有n个单元，i代表第i个单元；

步骤4，在每个控制周期内，将功率误差的绝对值|δpi|按从大到小的顺序排列。根据排序结果，将功率误差重新按从大到小的顺序编号；

步骤5，计算需要变换器补偿的输出电压误差δv；

步骤6，基于步骤5中的电压误差δv计算开关动作行为。

2.根据权利要求1所述的单元实时功率计算方法，其特征在于：对应每一个h桥变换器单元，都要在数字芯片中，如fpga，开辟n个存储单元所构成的队列；其中，对于第i个h桥单元，在每个控制周期ts内，按式(1)计算该控制周期内最新的平均功率pave,i(k)：

其中，vdc为个h桥单元直流侧电压，ts为控制周期，n为存储队列的数据量，is(k)为级联h桥在当前周期内的交流侧负载电流，pave,i(k)为第i个h桥单元在当前周期内的平均功率pave,i(k)，si为第i个h桥单元的开关状态；

按式(2)更新第i个h桥单元在半个工频周期内的平均功率pave,i：

pave,i＝pave,i+pave,i(k)-pave,i(k-n+1)(2)

其中，pave,i(k-n+1)表示之前第k-n+1个控制周期内的平均功率；

按以下原则来更新存储队列中的值，先将队列里面的n个值都往左侧移动一格，覆盖原先单元内的值。然后将式(2)计算的最新值pave,i(k)放入右侧第一个单元格，即k所对应的单元格；

在每个控制周期ts内，都需执行以上所有步骤，实现对各个h桥单元在半个工频周期内平均功率的实时更新和计算。

3.根据权利要求1所述的功率参考值的计算方法，其特征在于：基于步骤1已经计算得到的各个h桥单元的实时平均功率pave,i，将每相各h单元的pave,i加起来，就可以得到该相实时总功率，

p∑＝pave,1+pave,2+...+pave,n(3)

给定第i个h单元的功率分配系数ki，并得到该单元的功率参考值pref,i：

pref,i＝kip∑(4)

对于每相n个h桥级联单元，功率分配系数应该满足条件k1+k2+…+kn-1+kn＝1。

4.根据权利要求1所述的每一相前n-1个h桥单元的功率误差的计算方法，其特征在于：基于步骤1和步骤2得到的功率值有：

δpi＝pref,i-pave,i,i＝0,1,……,n-1(5)

5.根据权利要求1所述的排序方法，其特征在于：在每个控制周期内，将功率误差的绝对值|δpi|按从大到小的顺序排列，根据排序结果，将功率误差重新按从大到小的顺序编号，得到：

|δp1|≥|δp2|≥···≥|δpn-1|(6)

6.根据权利要求1所述的需要变换器补偿的输出电压误差δv的计算方法，其特征在于：

其中，vref为输出相电压的参考值，vdc为各个h桥直流侧电压，表示前一控制周期ts末段的一相开关状态的总和，send,i表示第i个h桥在前一周期末段的开关状态，可以取+1，-1和0这三个值。

7.根据权利要求1所述的开关动作行为的计算方法，其包含两个阶段的搜索过程，具体步骤如下：

第一阶段的搜索过程：

步骤7.1：由式(7)计算δv，设定循环索引数i＝0，然后前往步骤7.2；

步骤7.2：计算i＝i+1，然后判断δv的符号，

如果δv等于零，则开关动作行为按式(8)给定，前往步骤7.12；

send_i＝send_i

tdelay＝0

(8)

如果δv大于零，则前往步骤7.3；

如果δv小于零，则前往步骤7.4；

步骤7.3：当δv大于零时，判断send_i的状态，

如果send_i等于1，开关动作行为按式(8)给定，然后前往步骤7.7；

如果send_i等于-1或0，则前往步骤7.5；

步骤7.4：当δv小于零时，判断send_i的状态，

如果send_i等于-1，开关动作行为按式(8)给定，然后前往步骤7.7；

如果send_i等于+1或0，则前往步骤7.6；

步骤7.5：当δv大于零时，判断δpi和is的符号，

如果δpi和is不同符号，开关动作行为按式(8)给定，然后前往步骤7.7；

如果δpi和is同符号，则开关动作行为按式(9)给定，前往步骤7.12；

send_i＝send_i+1

步骤7.6：当δv小于零时，判断δpi和is的符号，

如果δpi和is同符号，开关动作行为按式(8)给定，然后前往步骤7.7；

如果δpi和is不同符号，则开关动作行为按式(10)给定，前往步骤7.12；

send_i＝send_i-1

步骤7.7：判断循环索引数i的值，

如果i大于等于n-1，则第一阶段搜索结束，前往步骤7.8；

如果i小于n-1，则给定i＝n+1，然后前往步骤7.2；

第二阶段的搜索过程：

步骤7.8：计算i＝i-1；

步骤7.9：判断i的值，

如果i小于1，则前往步骤7.12。

如果i大于等于1且δv大于零，则前往步骤7.10；

如果i大于等于1且δv小于零，则前往步骤7.11；

步骤7.10：当δv大于零时，判断send_i的状态，

如果send_i等于1，开关动作行为按式(8)给定，然后前往步骤7.8；

如果send_i等于-1或0，开关动作行为按式(9)给定，前往步骤7.12；

步骤7.11：当δv小于零时，判断send_i的状态，

如果send_i等于-1，开关动作行为按式(8)给定，然后前往步骤7.8；

如果send_i等于+1或0，开关动作行为按式(10)给定，前往步骤7.12；

步骤7.12：搜索完毕end。

本发明具有如下优点：

1)提出了一种新型的级联h桥储能变换器相内功率分配控制策略。该策略不是根据直流侧电压的差异来间接达到功率分配的目的，而是能够实时计算各单元的平均传输功率，并根据实际功率与参考功率的误差来决定各单元的开关动作行为。

2)与传统cps-spwm策略相比较，提出的控制策略的功率不均衡分配能力更强。提出的控制策略的输出电压能够在任何工况下不畸变。

附图说明

图1为提出的功率分配控制策略流程图。

图2为组合级联式电池储能变换器的拓扑结构。

图3为存储队列示意图。

图4为调制技术基本原理图。

图5为提出的控制策略在各单元功率极限不均衡分配工况下的相关波形。

图6为提出的控制策略在各单元功率均衡分配工况下的相关波形。

具体实施方式

下面结合附图对本发明进一步详细说明。

(1)组合级联式电池储能变换器拓扑结构的解释。如图2所示，该变换器的每相有n级，每一级都由一台隔离型的dc/dc变换器和一个h桥dc/ac变换器组成。交流侧由n个h桥级联组成可以直接接入10kv及以上等级的中压电网。直流侧dc/dc变换器可以选择dab变换器，如图2(b)所示。储能电池组接在dab变换器的低压直流侧，即图2(b)中的v1端口。各相各级dab的低压直流端口都可以任意连接。如果将每级三相的三个低压端口并联连接，就能够极大程度地减小二倍频单相功率波动对电池组的影响。不仅如此，不同级的低压端口也可以根据实际情况任意并联连接，大幅削减了低压侧独立直流母线的分段数量。这种组合级联式变换器通过dab变换器的电压闭环控制作用来稳定各个h桥直流侧母线电压。因此，可以认为各个h桥直流侧电压不受电池组电压波动的影响，即，

vdc＝vdc1＝vdc2...＝vdcn(10)

这种组合级联式的拓扑结构相比传统chb拓扑，其配置更加灵活，对储能电池的适应性和利用能力更强。变换器交流侧每相输出电压为，

vh＝v1+v2...+vn(11)

其中，n为每相单元的级联数。

(2)提出控制方法在pwm调制层面的基本原理。如图4所示，表示了一相4级联h桥变换器的各个单元以及该相的输出电压的波形。其中，第i个h桥的输出电压可以有三种状态：+vdc，-vdc和0，其输出电压vi表示为，

vi＝sivdc(12)

其中，si为第i个h桥的开关状态，si取+1，-1和0分别代表上述三种输出电压的状态。

从图4中可见，在每个控制周期ts内，每一相有且仅有一个h桥单元的输出电压发生改变，而且输出电压只在相邻的电平之间切换一次。因此，每个ts内只有一个单元的一个桥臂有开关动作。具体的调制策略以第4个单元在图4所示的一个ts内为例进行说明。在每个ts内，h桥单元在前tdelay的时长内保持与前一周期末段的开关状态一样。经过tdelay时长的延时后，该单元才切换到新的开关状态send，并在接下来的(ts-tdelay)时长内保持新状态send。通过选择合适的tdelay以及send的值，可以令该单元在当前ts内的平均输出电压完全综合参考电压。

实验条件：按照图2所示的拓扑结构，搭建了一台单相组合4级联电池储能变换器。其中dab变换器控制每个h桥直流侧电压vdc都为100v。交流侧4级联h桥变换器带阻感负载(50ω,4mh)。所有控制算法都在fpga芯片10m25sae144i7g中编程实现。为了能够实时观测芯片内部变量的值，先按一定比例将内部变量转换成占空比变化且定频的pwm脉冲信号(25khz)，然后经i/o端口输出以及高速驱动芯片功放，最后由300ω/1uf组成的rc低通滤波器滤波得到连续变化的模拟信号。因此，可以通过示波器直接观察芯片内部变量的动态变化。实验中设定提出策略的控制频率为20khz。

(3)当相内功率分配系数ki发生阶跃变化时，考察各单元的输出电压波形以及各单元功率变化。参考电压vref的峰值为350v，带阻感负载运行(50ω,4mh可近似为单位功率因数)，则一相总功率约为1225w。在功率不均衡分配极限情况下，前3个单元的传输按从大到小顺序排列为：pref,1＝445w,pref,2＝445w,和pref,3＝394w。第4个单元的传输功率自动收敛到-60w。在某时刻，令各单元功率参考值阶跃变化至另一种功率不均衡分配极限情况，即按从小到大顺序排列：pref,1＝-60w,pref,2＝394w,和pref,3＝445w。也就是，先前输出功率最大的那些单元变化为此时输出功率最小的那些单元。实测波形如图5(a)到(c)所示。从图中可见，功率参考值阶跃变化以后，单元1和4的电压波形交换，单元2和3的电压波形交换。变化前单元1和2是处于方波电压工况，变化后单元3和4处于方波电压工况。也就是这4个单元各自传输功率值发生了交换。图5(d)为通过示波器观察到的fpga内部实时计算各单元传输功率的变量值。从图5(d)可见，单元1的平均传输功率从445w变化至-60w，单元4与之正好相反；单元2的平均传输功率从445w变化至394w，单元3与之正好相反。各单元的平均传输功率在半个工频周期(10ms)内就达到了新的稳态。说明提出的策略能够实现快速的相内功率分配。不仅如此，因为提出的策略始终确保对参考电压的综合，所以变换器的输出相电压以及负荷电流都不会受到相内功率分配阶跃变化的影响。这组实验结果较好地验证了提出的策略对相内功率分配的有效性和快速性。

(4)始终令各单元的传输功率均衡分配，参考电压幅值从87.5v阶跃至350v。得到的各单元电压波形以及传输功率如图6(a)到(c)所示。从图中可见，在参考电压幅值阶跃变化前后，各单元传输功率都能够始终保持均衡分配。甚至当调制比阶跃变化以后，功率大幅度动态调整(从20w到306w)的过程中，还能够保持四个单元的平均传输功率动态均衡上升。实验结果表明提出的策略对各单元传输功率的控制能力强，控制性能优异。