一种双向全桥谐振直流/直流变换器的制作方法

本实用新型设计直流电源变换技术，尤其涉及一种双向全桥谐振直流/直流变换器。

背景技术：

在新能源光伏系统、储能系统以及电动汽车充电系统等多种应用场合，要求电能变换器中的能量可以双向流动，能量即可以由电网流向电池等储能单元，实现电能的存储，同时，又要求能量可以从储能单元流向电网或单独以交流电源的形式输出，实现电网电能的调节或者满足离网条件下电能的使用。出于安全性考虑，这种双向能量变换系统最好能实现输入输出的电气隔离。目前，非隔离的交直流变换电路已经非常成熟，可以很方便的实现交流电与中间直流单元的非隔离能量双向流动。因此，如何实现电能高效的隔离直流/直流变换，从而实现中间直流单元与储能单元的隔离双向能量变换，是当前急需解决的一个现实问题。

传统的推挽、半桥以及全桥等硬开关形式变换器只要将副边整流二极管更换为开关管，就可以简单方便地实现电路的双向变换。但这些硬开关电路由于开关损耗过大，变换效率较低，不适合于大功率和高频应用场合。特别地，移向全桥电路形式可以实现原边开关管的软开通，同时也可以通过将副边整流二极管更换为开关管而简单方便地实现电路的双向变换。但其有两个缺陷：一是副边整流管不能实现零电流关断，二是轻载情况下原边开关管也不能实现零电流开通。这也限制了移向全桥电路在隔离双向直流变换领域的应用。

谐振变换电路尤其是LLC谐振变换电路是近几年快速发展起来的一种软开关电路拓扑。以现有的LLC串联谐振变换器为例，由于谐振元件工作在正弦谐振状态，开关管上的电压可以自然过零从而实现零电压开通，以及很容易实现副边整流管的零电流关断，从而减小了开关管的开通损耗，提高了电源的整体效率。这类拓扑通常采用变频调制(PFM)方式，通过调整开关管的工作频率达到稳定输出电压的目的。

变换器的控制原理是通过对全桥每个桥臂的上下管互补导通，每个开关管的占空比接近50％，并对Q1和Q4以及Q2和Q3同时导通和关断，再加在谐振网络上的电压为+Vin～-Vin变动的方波，占空比为50％，电压有效值接近Vin。如果仅采用频率调制的方式调整输出电压，则电源输出电压增益与开关频率的关系为：

其中，Vin和Vout分别为输入电压和输出电压，n为变压器变比，Lr为谐振电感值，Cr为谐振电容值，Lm为激磁电感值，f为工作频率，为谐振频率，Rg为输出负载。

从上式可以看出，在输入电压和其它电路参数选定的情况下，LLC串联谐振的输出电压随工作频率的提高而降低，其控制频率与输出电压增益的关系如图1所示，LLC串联谐振变换器的升压能力是有限的，在一定范围内随着工作频率的降低输出电压升高。超过这个范围，反而随着工作频率降低输出电压降低，这不符合电路负反馈的单调性要求而在实际工作中不能使用。同时，LLC串联谐振的降压能力也是有限的，虽然理论上随着工作频率的提高输出电压可以持续下降，但考虑实际电路器件高频损耗的影响，电路工作频率不可能很高(一般最高到谐振频率的2倍左右)。因此，在一定的工作频率范围内，LLC串联谐振电路的输出电压不可能降到很低，特别是负载较轻的情况下。综上所述，LLC谐振变换器虽然具有容易实现软开关从而提高电路效率的优势，但其一个非常明显的弱势是在仅采用频率调制的控制方式时输出电压范围很窄，不能应用在需要宽范围输出的场合。

同时在另一方面，不论在轻载还是重载条件下，LLC电路都可以很容易实现原边开关管的零电流开通；并且，LLC电路可以实现副边整流二极管的零电流关断，降低了反向恢复损耗。这些都大大减小了电路中开关元件的开关损耗，故成为目前较为流行的开关电源拓扑形式。但是，LLC电路不是一种对称的电路拓扑形式，当能量反方向流动时，其电路特性不再是LLC谐振特性而是退化为LC谐振特性，从而大大降低了反向工作时的工作范围以及加剧了开关管实现软开关的难度。因此，传统的LLC谐振电路并不太适合于工作在能量双向流动的状态下。

技术实现要素：

本实用新型的第一目的是提供一种双向稳定变换工作的双向全桥谐振直流/直流变换器。

为了实现本实用新型的第一目的，本实用新型提供一种双向全桥谐振直流/直流变换器，其包括依次相连接的第一滤波电路、第一全桥电路、谐振变换电路、第二全桥电路和第二滤波电路；

双向谐振变换电路还包括控制单元，控制单元分别与第一滤波电路、第二滤波电路电连接；

第一全桥电路的超前臂由第一开关管和第二开关管构成，第一开关管的漏极与第二开关管的源极连接，第一全桥电路的滞后臂由第三开关管和第四开关管构成，第三开关管的漏极与第四开关管的源极连接，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管的栅极分别与控制单元连接；

第二全桥电路的超前臂由第五开关管和第六开关管构成，第五开关管的漏极与第六开关管的源极连接，第二全桥电路的滞后臂由第七开关管和第八开关管构成，第七开关管的漏极与第八开关管的源极连接，第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管的栅极分别与控制单元连接。

由上述方案可见，通过控制两侧的全桥电路的开关管，可使全桥电路处于主动开关模式或二极管模式，当能量从第一滤波电路流向第二滤波电路时，则可将第一全桥电路处于主动开关模式，根据能量传输的需求进行开关频率、相位或占空比的调节，而将第二全桥电路处于二极管模式，使得第二全桥电路作为整流电路使用，继而实现能量的变换，而反相时，则将模式对调即可实现双向变换的目的，使得电路更加具备实用性。

更进一步的方案是，谐振电路包括谐振电感、谐振电容、第一储能电感、第一隔直电容、第二储能电感和第二隔直电容；谐振电感的第一端、第一储能电感的第一端与第一开关管的漏极电连接，第二储能电感的第一端、谐振电容的第一端与第五开关管的漏极电连接，谐振电感的第二端与谐振电容的第二端电连接，第一储能电感的第二端与第一隔直电容的第一端电连接，第二储能电感的第二端与第二隔直电容的第一端电连接，第一隔直电容的第二端、第二隔直电容的第二端、第三开关管的漏极和第七开关管的漏极电连接。

由上可见，并且在第一全桥电路输出侧并联储能电感，从而实现了隔离对称双向LLC谐振变换，同时在储能电感和绕组输出侧串联了隔直电容，有效地防止了正向工作时储能电感和反向工作时变压器偏磁饱和，使得电路更加具有实用性。

更进一步的方案是，谐振电路包括谐振电感、谐振电容、第一储能电感、第一隔直电容、绕组和第二隔直电容；谐振电感的第一端、第一储能电感的第一端与第一开关管的漏极电连接，谐振电容的第一端与绕组的第一正极端电连接，谐振电感的第二端与谐振电容的第二端电连接，第一储能电感的第二端与第一隔直电容的第一端电连接，第一隔直电容的第二端、绕组的第一负极端和第三开关管的漏极电连接，第二隔直电容的第一端与绕组的第二正极端电连接，第二隔直电容的第二端与第五开关管的漏极电连接，绕组的第二负极端与第七开关管的漏极电连接。

更进一步的方案是，谐振电路还包括第二储能电感，第二储能电感连接在第一正极端和第一负极端之间。

由上可见，通过加入绕组实现隔离对称双向LLC谐振变换，起两个直流端口电气隔离的作用，且绕组位于第一储能电感与第二全桥电路之间，另外为了同时防护第一储能电感和变压器偏磁饱和，隔直电容串联在隔离变压器副边。

更进一步的方案是，谐振电路包括谐振电感、谐振电容、储能电感、开关、绕组和隔直电容；谐振电感的第一端、储能电感的第一端与第一开关管的漏极电连接，谐振电容的第一端与绕组的第一正极端电连接，谐振电感的第二端与谐振电容的第二端电连接，储能电感的第二端与开关的第一端电连接，开关的第二端、绕组的第一负极端和第三开关管的漏极电连接，隔直电容的第一端与绕组的第二正极端电连接，隔直电容的第二端与第五开关管的漏极电连接，绕组的第二负极端与第七开关管的漏极电连接。

由上可见，能量由第一滤波电路向第二滤波电路传输的工作状态下，切断开关，将储能电感从电路中脱离，在能量由第二滤波电路向第一滤波电路传输的工作状态下，闭合开关，将储能电感投入到电路中，这样仍然保证了双向传输能量时，变换器都是LLC谐振电路特性，同时避免了正向工作时储能电感造成的额外损耗。

更进一步的方案是，控制单元包括控制模块和控制器，控制模块包括：

调节控制器，调节控制器接收反馈信号和控制器输出的预设信号，反馈信号为采用第一滤波电路或第二滤波电路的工作电流所得，调节控制器根据预设信号和反馈信号运算得出控制信号；

相位运算电路，相位运算电路接收调节控制器输出的控制信号；

频率运算电路，频率运算电路接收调节控制器输出的控制信号；

脉冲发生电路，脉冲发生电路接收频率运算电路输出的频率信号；

移相电路，移相电路接收脉冲发生电路输出的基准脉冲信号，移相电路接收相位运算电路输出的相位信号；

驱动电路，驱动电路接收脉冲发生电路输出的基准脉冲信号，驱动电路根据基准脉冲信号对第一全桥电路的超前臂进行驱动，驱动电路接收移相电路输出的移相脉冲信号，驱动电路根据移相脉冲信号对第一全桥电路的滞后臂进行驱动。

由上可见，通过上述的变换器，使得两个桥臂的驱动脉冲不再是传统全桥谐振变换器中Q1与Q3相位固定相差180度，而是由相位控制单元控制其相位差在180～0度之间变化，除了采用传统全桥谐振变换器通过改变全桥开关管的开关频率来调整输出电压外，还通过改变上述全桥两个桥臂的开关相位差，使得谐振变换器的输出电压范围得以大幅度扩展。以及利用反馈信号和预设信号的比较，使得对应电压的控制更为方便且相应快。

以及采用移相控制的方式调节输出电压，全桥谐振变换电路的每个桥臂上下两个开关管仍然保留了互补导通的特性，从而两个桥臂都可以很容易地实现零电压开通，在拓展输出电压范围的同时保留了电路软开关的优势。

附图说明

图1是控制频率f与输出电压增益的关系图。

图2是本实用新型全桥谐振直流/直流变换器第一实施例的系统框图。

图3是本实用新型全桥谐振直流/直流变换器第一实施例中输出电路的电路图。

图4是本实用新型全桥谐振直流/直流变换器第一实施例中基准脉冲信号和移相脉冲信号的波形图。

图5是本实用新型全桥谐振直流/直流变换器第一实施例中控制信号与频率、移相角、输出电压之间的关系图。

图6是本实用新型双向全桥谐振直流/直流变换器第一实施例的系统框图。

图7是本实用新型双向全桥谐振直流/直流变换器第一实施例的电路图。

图8是本实用新型双向全桥谐振直流/直流变换器第二实施例的电路图。

图9是本实用新型双向全桥谐振直流/直流变换器第三实施例的电路图。

图10是本实用新型双向全桥谐振直流/直流变换器第四实施例的电路图。

以下结合附图及实施例对本实用新型作进一步说明。

具体实施方式

全桥谐振直流/直流变换器及其控制方法第一实施例：

参照图2，全桥谐振直流/直流变换器包括输出电路和控制模块20，控制模块20包括调节控制器14、相位运算电路15、频率运算电路16、脉冲发生电路17、移相电路18和驱动电路19，输出电路包括依次相连的全桥电路11、谐振电路12和整流滤波电路13，全桥电路11接收输入电压并收驱动电路19的开关控制，整流滤波电路13向外输出工作电流。

参照图3，全桥电路的超前臂由第一开关管Q1和第二开关管Q2构成，全桥电路的滞后臂由第三开关管Q3和第四开关管Q4构成，第一开关管Q1和第三开关管Q3的源极与正极输入端连接，第二开关管Q2和第四开关管Q4的漏极与与负极输入端连接。第一开关管Q1的漏极与第二开关管Q2的源极连接，第三开关管Q3的漏极与第四开关管Q4的源极连接，第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4的栅极分别与驱动电路19连接。

在本实施例中谐振电路12采用LLC谐振电路，谐振电路12包括电感Lr、电容Cr、电感Lm和绕组T1，电感Lm并联在绕组T1的输入端上，电容Cr的第一端与绕组T1的正极输入端连接，电容Cr的第二端与电感Lr的第一端连接，电感Lr的第二端与第一开关管Q1的漏极连接，绕组T1的负极输入端与第三开关管Q3的漏极连接连接。

整流滤波电路13包括整流电路和滤波电路，滤波电路可采用电容Co并联在输出端构成，整流电路可采用如图3(a)所示的全波整流电路或如图3(b)半波整流电路。全波整流电路由四个二极管D1、D2、D3和D4连接构成，半波整流电路由两个二极管D1和D2构成。

下面结合变换器的控制方法和变换器的结构进行说明，对变换器进行控制时可根据控制目的，首先向调节控制器4输出预设信号，采样谐振直流/直流变换器的输出的工作电流作为反馈信号，调节控制器4则根据反馈信号和预设信号进行负反馈运算，并运算得出控制信号。随后调节控制器4判断预设信号和反馈信号的大小关系，如反馈信号大于预设信号，则输出变小的控制信号Va,相位运算电路15接收并根据变小的控制信号Va输出移相角变小的相位信号,频率运算电路16接收并根据变小的控制信号Va输出频率变大的基准频率信号。

如反馈信号小于预设信号，则输出变大的控制信号Va，相位运算电路15接收并根据变大的控制信号Va输出移相角变大的相位信号,频率运算电路15接收并根据变大的控制信号Va输出频率变小的基准频率信号。

脉冲发生电路17接收频率运算电路16输出的基准频率信号，移相电路18接收相位运算电路15输出的相位信号，移相电路18接收脉冲发生电路17输出的基准脉冲信号并对其进行移相处理，驱动电路19接收脉冲发生电路17输出的基准脉冲信号，驱动电路19根据基准脉冲信号对全桥电路的超前臂的Q1和Q2进行驱动，驱动电路19接收移相电路18输出的移相脉冲信号，驱动电路19根据移相脉冲信号对全桥电路的滞后臂的Q3和Q4进行驱动。

参照图4和图5，图4是全桥谐振直流/直流变换器中控制信号Va与开关频率f、移相角Φ以及输出电压Vout的关系示意图，其可以按照如下方式进行工作：

首先设置阈值a、阈值b、阈值c和阈值d，阈值a、阈值b、阈值c和阈值d依次递增，

当控制信号Va大于阈值a且小于阈值b，控制频率不变为预设最大值f＝fmax，两个桥臂的移相角Φ从零逐渐增大变化到Φ0，相应的输出电压Vout也从零逐步升高到V1，这个过程为独立的移相控制模式。

当控制信号Va大于等于阈值b且小于等于阈值c，控制频率f和移相角Φ同时变化，两个桥臂的移相角从Φ0继续增大逐渐变化到180°，控制频率从fmax逐渐变小到f0，相应的输出电压Vout也从V1进一步升高到V2，这个过程为变频控制配合移相控制模式。

当控制信号Va大于阈值c且小于阈值d，移相角不变为Φ＝180°。控制频率f从f0逐渐减小到预置最小值fmin，相应的输出电压Vout也从V2再次逐步升高到V3，这个过程为独立的变频控制模式。

从上述过程可以看出，随着控制信号的变大，谐振变换器的输出电压也逐渐升高，随着控制信号的变小，谐振变换器的输出电压也逐渐降低，因此可以实现闭环控制，达到稳定输出电压或输出电流的目的。

全桥谐振直流/直流变换器及其控制方法第二实施例：

第二实施例中的全桥谐振直流/直流变换器包括输出电路和控制模块，其中，输出电路则可采用第一实施例中的输出电路，控制模块则采用具有运算能力的MCU、存储有相应软件算法的存储器以及配合的数字驱动电路，控制模块包括调节控制模块、相位运算模块、频率运算模块、脉冲发生模块、移相模块和驱动模块，调节控制模块接收预设信号和反馈信号，调节控制模块根据预设信号和反馈信号运算得出控制信号，相位运算模块接收调节控制器输出的控制信号，频率运算模块接收调节控制器输出的控制信号，脉冲发生模块接收频率运算模块输出的频率信号，移相模块接收脉冲发生模块输出的基准脉冲信号，移相模块接收相位运算模块输出的相位信号，驱动模块接收脉冲发生模块输出的基准脉冲信号，驱动模块根据基准脉冲信号对全桥模块的超前臂进行驱动，驱动模块接收移相模块输出的移相脉冲信号，驱动模块根据移相脉冲信号对全桥模块的滞后臂进行驱动。

全桥谐振直流/直流变换器的控制方法第二实施例则可相同地执行上述控制方法第一实施例的相同步骤，其方法原理是相同的。第二实施例只是将控制模块集成在具有运算存储能力的控制系统或控制芯片中，而第一实施例是将各个功能模块采用电路模块进行连接工作。

双向全桥谐振直流/直流变换器第一实施例：

参照图6，图6是双向全桥谐振直流/直流变换器的系统框图。双向全桥谐振直流/直流变换器包括依次相连接的第一滤波电路31、第一全桥电路32、谐振变换电路33、第二全桥电路34和第二滤波电路35，参照图7，图7是上述电路的电路图，第一滤波电路31包括电容Cd1，第二滤波电路35包括电容Cd2，电容Cd1连接在第一直流端口Vd1的正负极之间，电容Cd2连接在第二直流端口Vd2的正负极之间。

第一全桥电路32的超前臂由开关管Q1和开关管Q2构成，开关管Q1的漏极与开关管Q2的源极连接，第一全桥电路32的滞后臂由开关管Q3和开关管Q4构成，开关管Q3的漏极与开关管Q4的源极连接，开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4的栅极分别与控制单元连接。

第二全桥电路的超前臂由开关管Q5和开关管Q6构成，开关管Q5的漏极与开关管Q6的源极连接，第二全桥电路的滞后臂由开关管Q7和开关管Q8构成，开关管Q7的漏极与开关管Q8的源极连接，开关管Q5、开关管Q6、开关管Q7和开关管Q8的栅极分别与控制单元连接。

谐振电路33采用LLC谐振变换电路，谐振电路33包括谐振电感Lr、谐振电容Cr、储能电感Lm1、隔直电容Cg1、储能电感Lm2和隔直电容Cg2；谐振电感Lr的第一端、储能电感Lm1的第一端与开关管Q1的漏极电连接，储能电感Lm2的第一端、谐振电容Cr的第一端与开关管Q5的漏极电连接，谐振电感Lr的第二端与谐振电容Cr的第二端电连接，储能电感Lm1的第二端与隔直电容Cg1的第一端电连接，储能电感Lm2的第二端与隔直电容Cg2的第一端电连接，隔直电容Cg1的第二端、隔直电容Cg2的第二端、开关管Q3的漏极和开关管Q7的漏极电连接。

变换器还包括控制单元，控制单元包括控制模块41、控制模块42和控制器43，控制模块41和控制模块42可采用上述实施例中的控制单元20，通过具有存储能力和数据处理能力的微机作为控制器43对控制模块41和控制模块42进行控制，控制模块41与滤波电路31电连接并采集第一直流端口Vd1的电路以获取反馈信号，控制模块42与滤波电路32电连接并采集第二直流端口Vd2的电路以获取反馈信号。控制模块41的驱动电路对全桥电路32进行驱动，控制模块42的驱动电路对全桥电路34进行驱动。

当然本实施例还可以将控制单元集成在具有运算存储能力的控制系统或控制芯片中，其也是可对全桥电路和变换器等进行整体控制的。

双向全桥谐振直流/直流变换器第二实施例：

参照图8，第二实施例对谐振电路53进行改进，具体地，谐振电路包括谐振电感Lr、谐振电容Cr、储能电感Lm1、隔直电容Cg1、绕组T1、储能电感Lm2和隔直电容Cg2，谐振电感Lr的第一端、储能电感Lm1的第一端与开关管Q1的漏极电连接，谐振电容Cr的第一端与绕组T1的第一正极端电连接，谐振电感Lr的第二端与谐振电容Cr的第二端电连接，储能电感Lm1的第二端与隔直电容Cg1的第一端电连接，隔直电容Cg1的第二端、绕组T1的第一负极端和开关管Q3的漏极电连接，隔直电容Cg2的第一端与绕组T1的第二正极端电连接，隔直电容Cg2的第二端与开关管Q5的漏极电连接，绕组T1的第二负极端与开关管Q7的漏极电连接，储能电感Lm2连接在第一正极端和第一负极端之间。

双向全桥谐振直流/直流变换器第三实施例：

参照图9，第三实施例对谐振电路63进行改进，具体地，上实施例的储能电感Lm1可作为激磁电感集成到了与其并联的隔离变压器T1中，故不再出现在第三实施例的电路中。

双向全桥谐振直流/直流变换器的控制方法第一实施例：

基于上述一至三实施例的变换器，和全桥谐振直流/直流变换器的控制方法，本双向全桥谐振直流/直流变换器的控制单元对变换器实现控制，其控制方法包括：

当能量变换方向是从第一滤波电路流向第二滤波电路时，执行第一流向变换步骤，即能量从第一直流端口Vd1流向第二直流端口Vd2时；

第一流向变换步骤包括：

控制模块41接收第一预设信号和第一反馈信号，第一反馈信号为采用第二滤波电路的工作电流所得，第一预设信号是由控制器输出的；

控制模块41根据第一预设信号和反馈信号运算得出第一控制信号，控制模块41根据第一预设信号运算得出第一整流控制信号；

控制模块41根据第一控制信号生成第一基准脉冲信号和第一移相脉冲信号，控制模块41对全桥电路32的超前臂按照第一基准脉冲信号进行驱动，控制模块41对全桥电路32的滞后臂按照第一移相脉冲信号进行驱动，使得全桥电路32即如主动开关模式，根据能量传输的需要尽快开关频率、相位或占空比的调节；

控制模块42根据第一整流控制信号对全桥电路34进行驱动，使得全桥电路34的开关管进入二极管模式，其等效电路如图3(a)的整流电路,即有电流反向流过开关管才会被动导通。

当能量变换方向是从第二滤波电路流向第一滤波电路时，执行第二流向变换步骤，即能量从第二直流端口Vd2流向第一直流端口Vd1时；

第二流向变换步骤包括：

控制模块42接收第二预设信号和第二反馈信号，第二反馈信号为采用第一滤波电路的工作电流所得，第一预设信号是由控制器输出的；

控制模块42根据第二预设信号和反馈信号运算得出第二控制信号，控制模块42根据第二预设信号运算得出第二整流控制信号；

控制模块42根据第二控制信号生成第二基准脉冲信号和第二移相脉冲信号，控制模块42对全桥电路34的超前臂按照第二基准脉冲信号进行驱动，控制模块42对全桥电路34的滞后臂按照第二移相脉冲信号进行驱动；

控制模块41根据第二整流控制信号对全桥电路32进行驱动，使得全桥电路32的开关管进入二极管模式，可等效为全桥整流电路,即有电流反向流过开关管才会被动导通。。

双向全桥谐振直流/直流变换器第四实施例：

参照图10，基于第三实施例进行改进，大致电路结构与第三实施例相同，不同之处在于，谐振电路73没有了隔直电容Cg1，而采用的是开关S1，开关S1连接在储能电感Lm1和开关管Q3的漏极之间，开关S1可采用电子形式或机械形式的开关，开关S1接收控制单元的通断控制。

双向全桥谐振直流/直流变换器的控制方法第二实施例：

基于双向全桥谐振直流/直流变换器的控制方法第一实施例，第二实施例增加了对于开关的控制步骤，具体为：

在控制单元接收第一预设信号和第一反馈信号之后，第一流向变换步骤还包括控制单元根据第一预设信号阻断开关；

在控制单元接收第二预设信号和第二反馈信号之后，第二流向变换步骤还包括控制单元根据第二预设信号导通开关。

能量由滤波电路31向滤波电路35传输的工作状态下，切断开关，将储能电感从电路中脱离，在能量由滤波电路35向滤波电路31传输的工作状态下，闭合开关，将储能电感投入到电路中，这样仍然保证了双向传输能量时，变换器都是LLC谐振电路特性，同时避免了正向工作时储能电感造成的额外损耗。

本实用新型是通过以上实施例进行描述的，本技术领域人员知悉，在不脱离本实用新型的精神和范围情况下，可以对这些特征进行等效替换或改变。因此，本实用新型不受上述公开的实施例的限制，所有落入本实用新型权利要求范围内的实施例都属于本实用新型保护的范围。