小功率高频双向AC-DC单管变换器的制作方法

本实用新型涉及一种小功率高频双向AC-DC单管变换器。

背景技术：
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市面上已有不少无线电能供电设备可供智能移动用户在无需电源插座的情况下充电，而且一些电源组和移动手摇发电机也可以起到救急的作用，但是主要通过电源组将能量单向传输给其它移动设备，鲜有实现无线电能的双向传输(即，将发射端和接收端集成于一体的装置兼有供电和充电的双重功能)。

同时，现有双向AC-DC变换器为PWM控制的全桥变换器，当使用PWM控制时，全桥电路相比于其它转换电路，使用的开关器件多，导致装置的体积大，同时在功率半导体器件导通与关断期间，会产生更大的谐波污染，对后级滤波电路、谐振电路要求较高；而且，全桥变换器的控制方法相对复杂和繁琐，不仅要控制功率半导体器件的导通与关断，还要防止上下两桥臂同时导通；最主要的是当全桥变换器运用于手机等便携式充电器中的小功率转换电路时，能量损失较大。

技术实现要素：
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为了克服现有技术存在的上述问题，本实用新型的目的是提供一种控制简单、高频正弦度好、开关损耗小、装置体积小并能够实现能量双向流动的小功率高频双向AC-DC单管变换器。

上述的目的通过以下的技术方案实现：

一种小功率高频双向AC-DC单管变换器，其组成包括：接滤波电容C2，所述的接滤波电容C2、电路工作状态控制电路K、高频扼流和输入输出滤波电感L1、高频功率开关管S1依次串联形成环路，所述的高频功率开关管S1的两端分别并联有续流二极管D1、旁路电容C1，所述的接滤波电容C2、高频功率开关管S1源极接地；所述的接滤波电容C2两端是外部电路的接入端，所述的高频功率开关管S1两端是谐振网络的接入端。

所述的小功率高频双向AC-DC单管变换器，所述的电路工作状态控制电路K为开关并联二极管结构；或者所述的电路工作状态控制电路K为两个二极管反向并联结构；或者所述的电路工作状态控制电路K为功率开关管并联二极管结构。

一种利用所述的小功率高频双向AC-DC单管变换器进行电源组向便携设备单向充电的方法，交流电源经过电源适配器连接小功率高频双向AC-DC单管变换器A，所述的小功率高频双向AC-DC单管变换器A与谐振网络A连接，所述的谐振网络A与谐振网络B通过磁耦合无线电能传输方式连接，所述的谐振网络B与小功率高频双向AC-DC单管变换器B连接，所述的小功率高频双向AC-DC单管变换器B与便携设备连接，从而完成对便携设备的充电。

一种利用所述的小功率高频双向AC-DC单管变换器进行便携设备向便携设备双向充电的方法，供电端的便携设备连接小功率高频双向AC-DC单管变换器A，所述的小功率高频双向AC-DC单管变换器A与谐振网络A连接，所述的谐振网络A与谐振网络B通过磁耦合无线电能传输方式连接，所述的谐振网络B与小功率高频双向AC-DC单管变换器B连接，所述的小功率高频双向AC-DC单管变换器B与充电端的便携设备连接；

供电端的便携设备作为直流侧输入电源为小功率高频双向AC-DC单管变换器A提供能量，变换器A的电路工作状态控制电路K始终处于关断状态，高频功率开关管S1导通，且占空比为50%，变换器A处于逆变工作模式，并通过谐振网络A产生高频正弦波；充电端的小功率高频双向AC-DC单管变换器B的高频功率开关管S1始终处于关断状态，电路工作状态控制电路K导通，且占空比为50%，变换器B处于整流工作模式，谐振网络B耦合产生的高频正弦波通过变换器B整流后输出直流电，给充电端的便携设备充电。

本实用新型的有益效果：

1. 本实用新型涉及的变换器，在高频工作状态下，正弦度好，谐波含量低。

本实用新型涉及的变换器，在每个工作状态下仅有一个开关管工作，控制方式简单，高频安全性好。

本实用新型涉及的变换器，具有开关损耗低，逆变和整流转换效率高，适用于小功率无线充电场合，适合移动设备间互相充电场合。

本实用新型涉及的变换器，元件相比于全桥变换器少，体积小。

本实用新型小功率高频双向AC-DC单管变换器的工作原理如下所述：对于逆变模式(作为发射端，即供电端)，向施以驱动信号，其中，导通，且占空比为50%，始终处于关断状态。直流侧输入电源为AC-DC拓扑电路提供能量，以占空比为50%的形式导通，此时，AC-DC拓扑电路工作于逆变模式，则谐振网络、两端产生高频正弦波。

对于整流模式(作为接收端，即充电端)，向施以驱动信号，其中，导通，且占空比为50%，始终处于关断状态。通过磁耦合无线电能传输方式，将高频正弦波通过发射线圈，耦合到接收线圈。、作为谐振元件，在接收端会耦合出频率相同的正弦波，交流侧输入电源来自于谐振网络、，为AC-DC拓扑电路提供能量，以占空比为50%的形式导通，此时，AC-DC拓扑电路工作于整流模式，则电路的输出侧两端产生直流电。

附图说明：

附图1是本实用新型的结构示意图。

附图2是本实用新型电源组向便携设备单向充电的工作流程图。图中，1为小功率高频双向AC-DC单管变换器，2为谐振网络，3为便携设备，6为220V交流电源，7为电源适配器。

附图3是本实用新型便携设备之间双向充电的工作流程图。图中，4为便携设备4，5为便携设备5，①是便携设备4向便携设备5进行充电，②是便携设备5向便携设备4进行充电。

附图4是本实用新型的工作状态控制电路K为普通开关并联二极管的结构示意图。

附图5是本实用新型的工作状态控制电路K为两个二极管反向并联的结构示意图。

附图6是本实用新型的工作状态控制电路K为功率开关管并联二极管的结构示意图。

附图7是本实用新型小功率高频双向AC-DC单管变换器外接电源组时逆变器-整流器的等效结构示意图。

附图8是本实用新型新型小功率高频双向AC-DC单管变换器便携设备双向充电的等效结构示意图。

附图9是本实用新型小功率高频双向AC-DC单管变换器在外接电源组时逆变器发射端电压波形图。

附图10是本实用新型小功率高频双向AC-DC单管变换器在外接电源组时整流器接收端电压波形图。

附图11是本实用新型小功率高频双向AC-DC单管变换器在外接电源组时整流器输出端电流波形图。

附图12是本实用新型小功率高频双向AC-DC单管变换器便携设备双向充电时逆变器发射端电压波形图。

附图13是本实用新型小功率高频双向AC-DC单管变换器便携设备双向充电时整流器接收端电压波形图。

附图14是本实用新型小功率高频双向AC-DC单管变换器便携设备双向充电时整流器输出端电流波形图。

具体实施方式：

实施例1：

一种小功率高频双向AC-DC单管变换器，其组成包括：接滤波电容C2，所述的接滤波电容C2、电路工作状态控制电路K、高频扼流和输入输出滤波电感L1、高频功率开关管S1依次串联形成环路，所述的高频功率开关管S1的两端分别并联有续流二极管D1、旁路电容C1，所述的接滤波电容C2、高频功率开关管S1源极接地；所述的接滤波电容C2两端是外部电路的接入端，所述的高频功率开关管S1两端是谐振网络的接入端。

实施例2：

根据实施例1所述的小功率高频双向AC-DC单管变换器，所述的电路工作状态控制电路K为开关并联二极管结构；或者所述的电路工作状态控制电路K为两个二极管反向并联结构；或者所述的电路工作状态控制电路K为功率开关管并联二极管结构。

实施例3：

利用实施例1或2所述的小功率高频双向AC-DC单管变换器进行电源组向便携设备单向充电的方法，交流电源经过电源适配器连接小功率高频双向AC-DC单管变换器A，所述的小功率高频双向AC-DC单管变换器A与谐振网络A连接，所述的谐振网络A与谐振网络B通过磁耦合无线电能传输方式连接，所述的谐振网络B与小功率高频双向AC-DC单管变换器B连接，所述的小功率高频双向AC-DC单管变换器B与便携设备连接，从而完成对便携设备的充电。

实施例4：

利用实施例1或2所述的小功率高频双向AC-DC单管变换器进行便携设备向便携设备双向充电的方法，供电端的便携设备连接小功率高频双向AC-DC单管变换器A，所述的小功率高频双向AC-DC单管变换器A与谐振网络A连接，所述的谐振网络A与谐振网络B通过磁耦合无线电能传输方式连接，所述的谐振网络B与小功率高频双向AC-DC单管变换器B连接，所述的小功率高频双向AC-DC单管变换器B与充电端的便携设备连接；

供电端的便携设备作为直流侧输入电源为小功率高频双向AC-DC单管变换器A提供能量，变换器A的电路工作状态控制电路K始终处于关断状态，高频功率开关管S1导通，且占空比为50%，变换器A处于逆变工作模式，并通过谐振网络A产生高频正弦波；充电端的小功率高频双向AC-DC单管变换器B的高频功率开关管S1始终处于关断状态，电路工作状态控制电路K导通，且占空比为50%，变换器B处于整流工作模式，谐振网络B耦合产生的高频正弦波通过变换器B整流后输出直流电，给充电端的便携设备充电。

实施例5：

根据实施例1或2所述的小功率高频双向AC-DC单管变换器，电源组向便携设备充电时，如图2，220V 50Hz的交流电经过电源适配器连接高频双向AC-DC单管变换电路为逆变电路供电，经过高频双向AC-DC单管变换电路后，与高频双向AC-DC单管变换电路连接的谐振网络产生交流电。谐振网络通过磁场耦合为整流电路供电，谐振网络连接高频双向AC-DC单管变换电路，高频双向AC-DC单管变换电路连接便携设备，完成对便携设备的充电过程。便携设备双向充电时，如图3，当便携设备4为便携设备5充电时，便携设备4作为直流源为逆变电路供电，便携设备4 经过高频双向AC-DC单管变换电路后，与高频双向AC-DC单管变换电路连接的谐振网络产生交流电。谐振网络通过磁场耦合为整流电路供电，谐振网络连接高频双向AC-DC单管变换电路，高频双向AC-DC单管变换电路连接便携设备5，完成对便携设备5的充电过程，如图3；当便携设备5为便携设备4充电时，便携设备5接入高频双向AC-DC单管变换电路为逆变电路供电，经过高频双向AC-DC单管变换电路后，与高频双向AC-DC单管变换电路连接的谐振网络产生交流电。谐振网络通过磁场耦合为整流电路供电，谐振网络连接高频双向AC-DC单管变换电路，高频双向AC-DC单管变换电路连接便携设备4，完成对便携设备4的充电过程，如图3。其中，谐振网络可以选择串联谐振电路和并联谐振电路，本实用新型将结合并联谐振电路来说明。

进一步，新型小功率高频双向AC-DC单管变换器，由输入输出滤波电容C2、高频扼流和输出滤波电感L1、高频功率开关管S1、高频功率开关管S1的旁路电容C1、高频功率开关管S1的续流二极管D1、两组电路工作状态控制电路K构成的高频双向AC-DC单管变换电路和谐振网络构成。

其中，所述的一组工作状态控制电路K为普通开关并联二极管结构，如图4。

其中，所述的一组工作状态控制电路K为两个二极管反向并联结构，如图5。

其中，所述的一组工作状态控制电路K为功率开关管并联二极管结构，如图6。

本文中将结合本实用新型中的第三种控制电路（如图6）工作状态来说明。

进一步，所述小功率高频双向AC-DC单管变换器的连接方式（如图1）：外部电路（电源组或者负载电路）一端接滤波电容C2，另一端接地；滤波电容C2一端接电路工作状态控制电路K一端，另一端接地；电路工作状态控制电路K另一端接高频扼流和输入输出滤波电感L1；高频扼流和输入输出滤波电感L1接高频功率开关管S1漏极，高频功率开关管S1源极接地；旁路电容C1一端接高频功率开关管S1源极，另一端接高频功率开关管S1漏极；续流二极管D1一端接高频功率开关管S1源极，另一端接高频功率开关管S1漏极；谐振网络接在高频功率开关管S1源极和漏极之间。

实施例6：

根据实施例1或2或5所述的小功率高频双向AC-DC单管变换器，

下面将结合本实用新型实施例中的附图8，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。

工作于逆变器状态时：便携设备4作为直流侧输入电源，一端接滤波电容C12，另一端接地；滤波电容C12一端接电路工作状态控制电路K一端，其中电路工作状态控制电路可以采用普通开关并联二极管的方式，如图4，该结构可以实现电路中电流双向流动。也可采用二极管反并联的方式，如图5，其具有控制简单的特点。还可采用功率开关管并联二极管的连接方式，如图6，功率开关管具有开关动作快，能量损失小的特点。滤波电容C12另一端接地；电路工作状态控制电路K另一端接高频扼流和输入输出电感L11；高频扼流和输出滤波电感L11另一端接高频功率开关管S11漏极，高频功率开关管S11源极接地；旁路电容C11一端接高频功率开关管S11源极，一端接高频功率开关管S11漏极；续流二极管D11一端接高频功率开关管S11源极，一端接高频功率开关管S11漏极；谐振网络接在高频功率开关管S11漏极和源极之间。

进一步，所述小功率高频双向AC-DC单管变换器，工作于整流器状态时：便携设备5作为直流输出侧负载一端接滤波电容C22，另一端接地；滤波电容C22一端接电路工作状态控制电路K一端，其中电路工作状态控制电路可以采用普通开关并联二极管的方式，如图4，该结构可以实现电路中电流双向流动。也可采用二极管反并联的方式，如图5，其具有控制简单的特点。还可采用功率开关管并联二极管的连接方式，如图6，功率开关管具有开关动作快，能量损失小的特点。滤波电容C22另一端接地；电路工作状态控制电路K另一端接高频扼流和输入输出滤波电感L21；高频扼流和输入输出滤波电感L21另一端接高频功率开关管S21漏极，高频功率开关管S21源极接地；旁路电容C21一端接高频功率开关管S21源极，一端接高频功率开关管S21漏极；续流二极管D21一端接高频功率开关管S21源极，一端接高频功率开关管S21漏极；谐振网络接在高频功率开关管S21漏极和源极之间。

具体使用方式：向变换器S11施以驱动信号，其占空比为50%，高频功率开关管S12处于关断状态。便携设备4作为直流侧输入电源，为所述变换电路1提供能量。当高频功率开关管S11处于关断状态，高频扼流和输入输出滤波电感L11的电流转而流入旁路电容C11，谐振网络和旁路电容C11构成一个谐振回路。之后旁路电容C11电压开始减小，当旁路电容C11电压减小为0时，高频功率开关管S11导通。此时，电感L11的电流转而流入高频功率开关管S11，谐振网络以及旁路电容C11构成一个谐振回路谐振网络可以继续产生高频正弦波，使电路处于逆变工作状态。

向变换器S22施以驱动信号，其占空比为50%，S21处于关断状态。通过磁耦合无线电能传输方式，将高频正弦波通过发射线圈耦合到接收线圈，为所述变换电路1提供能量。在一个完整的正弦周期内包含正半周和负半周两个半波，电路工作状态控制开关S22导通和关断。当电路工作状态控制开关S22处于导通状态时，规定谐振网络电流向上为正方向，则正半周电流由谐振网络的正端流过高频扼流和输入输出滤波电感L21，高频功率开关管S22，负载电路（即，便携设备5），再流回谐振网络的负端，完成对便携设备5的充电过程。当电路工作状态控制开关S22处于关断状态时，规定谐振网络电流向下为负方向，则负半周电流流经续流二极管D21，回到谐振网络。