谐振变换器电源和用于降低谐振变换器电源中的不平衡电流的控制方法与流程

本发明涉及谐振变换器电源和用于降低谐振变换器电源中的不平衡电流的控制方法。

背景技术：

本部分提供与本发明相关的背景信息，该背景信息不一定是现有技术。

由于变压器的不平衡漏电感、变换器的不对称电路布局、变换器的不对称占空比等，谐振变换器的次级轨道中的整流电流可能不平衡。这些不平衡因素可能由变压器的结构、印刷电路板(printedcircuitboard，pcb)的电路布局、控制器的容差、控制器的操作限制等引起。不同的次级轨道电流将导致变压器绕组上的不同功耗和整流器部件上的不同功耗，以及会导致输出电压纹波增大。

不平衡电流可能引起一个次级轨道上的高峰值电流并且可以在次级轨道的整流器部件上提供高电流应力。不同的功耗可能导致变换器中出现热点。较高的输出电压纹波要求增大用于滤波的输出电容，以避免不能满足变换器的规格要求。此外，不平衡的次级轨道电流会对效率产生负面影响。

技术实现要素：

本部分提供了本发明的总体概述，而不是其全部范围或其全部特征的全面公开。

根据本发明的一个方面，一种谐振变换器电源包括：用于从电压源接收输入电压的输入端；用于向负载提供输出电压的输出端；具有初级绕组和次级绕组的变压器；和连接在所述输入端和所述变压器的所述初级绕组之间的桥式电路。所述桥式电路包括第一开关和第二开关。所述电源还包括：连接在所述变压器的所述次级绕组和所述输出端之间的第一整流轨道；连接在所述变压器的所述次级绕组和所述输出端之间的第二整流轨道；和至少一个传感器，所述传感器被连接为生成表示所述第一整流轨道和所述第二整流轨道中的不平衡电流的误差信号。所述电源还包括控制器，所述控制器被配置为接收所述误差信号，并且基于接收到的误差信号来调节所述第一开关和所述第二开关中的至少一个开关的占空比，以降低所述第一整流轨道和所述第二整流轨道中的不平衡电流。

根据本发明的另一方面，公开了一种用于降低谐振变换器电源中的不平衡电流的方法。所述电源包括用于从电压源接收输入电压的输入端、用于向负载提供输出电压的输出端、具有初级绕组和次级绕组的变压器、连接在所述输入端和所述变压器的所述初级绕组之间的桥式电路。所述桥式电路包括第一开关和第二开关。所述电源还包括连接在所述变压器的所述次级绕组和所述输出端之间的第一整流轨道、连接在所述变压器的所述次级绕组和所述输出端之间的第二整流轨道。所述方法包括感测所述第一整流轨道和所述第二整流轨道中的不平衡电流、生成表示感测到的所述第一次级轨道和所述第二整流轨道中的不平衡电流的误差信号和基于所述误差信号调节所述第一开关和所述第二开关中的至少一个开关的占空比以降低所述第一整流轨道和所述第二整流轨道中的不平衡电流。

根据本文提供的描述，其它方面和应用领域将变得显而易见。应当理解的是，本发明的各个方面和特征可以单独实施或者与一个或更多个其它方面或特征组合实施。还应当理解的是，本文的描述和具体示例仅用于说明性目的，而不意图限制本发明的范围。

附图说明

本文描述的附图仅用于所选择的实施方式、而不是全部可能的实现方式的示例性目的，并且不旨在限制本发明的范围。

图1是根据本发明的一个示例性实施方式的谐振变换器电源的电路图。

图2是用于降低图1的电源中的不平衡电流的示例控制回路的框图。

图3是示出图1的电源的整流轨道的示例性电流测量值的波形。

图4是示出图1的变压器的初级绕组的示例性电流测量值的波形。

图5是根据本发明的另一示例性实施方式的谐振变换器电源的电路图。

贯穿附图的多个视图，对应的附图标记表示对应的特征。

具体实施方式

现在将参照附图更全面地描述示例性实施方式。

提供示例性实施方式，使得本发明将是透彻的且将向本领域的技术人员全面传达范围。提出多个具体细节，诸如具体部件、设备和方法的示例，以提供对本发明的实施方式的透彻理解。对于本领域的技术人员来说显而易见的是，不需要采用具体细节，示例性实施方式可以以许多不同形式来体现，以及具体细节和示例性实施方式均不应当被理解为限制本发明的范围。在一些示例性实施方式中，没有详细地描述公知的过程、公知的设备结构和公知的技术。

本文中所使用的术语仅出于描述特定示例性实施方式的目的且不意图进行限制。本文中所使用的单数形式“一”和“该”可以意图也包括复数形式，除非上下文另有明确指示。术语“包括”、“包含”和“具有”是包含性的且因此指所陈述的特征、整数、步骤、操作、元件、和/或部件的存在，但是不排除一个或多个其它特征、整数、步骤、操作、元件、部件和/或其组合的存在或附加。本文中所描述的方法步骤、过程和操作不应被理解为必须要求它们以所讨论或所示出的特定次序来执行，除非具体被认定为执行次序。也将理解，可以采用附加或替选步骤。

尽管术语“第一”、“第二”、“第三”等可以在本文中用于描述各种元件、部件、区域、层和/或区段，但是这些元件、部件、区域、层和/或区段不应当受这些术语限制。这些术语可以仅用于将一个元件、部件、区域、层或区段与另一个区域、层或区段区分。诸如“第一”、“第二”的术语和其它数字术语在本文中使用时不暗示顺序或次序，除非上下文有明确指示。因此，下文讨论的第一元件、第一部件、第一区域、第一层或第一区段可以被称为第二元件、第二部件、第二区域、第二层或第二区段，而不脱离示例性实施方式的教导。

为了便于描述，在本文中可以使用空间相对术语，诸如“内部”、“外部”、“下面”、“下方”、“下部”、“上方”、“上部”等，来描述如图中所示的一个元件或特征与其它的一个或多个元件或特征的关系。除了图中示出的取向之外，空间相对术语可以意图涵盖设备在使用或操作中的不同取向。例如，如果图中的设备被翻转，则描述为在其它元件或特征的“下方”或“下面”的元件将被取向为在该其它元件或特征的“上方”。因而，示例性术语“下方”可以涵盖上方和下方两种取向。该设备可以被另外地取向(旋转90度或以其它取向旋转)且本文中所使用的空间相对描述符被相应地理解。

图1中示出了根据本发明的一个示例性实施方式的谐振变换器电源，并且该电源总体上由附图标记100表示。如图1所示，谐振变换器电源100包括用于从电压源vin+接收输入电压的输入端102和用于向负载rl提供输出电压的输出端104。

电源100还包括具有初级绕组108和次级绕组110的变压器106。桥式电路112连接在输入端102和变压器106的初级绕组108之间。桥式电路112包括第一开关114和第二开关116。

第一整流轨道118连接在变压器106的次级绕组110和输出端104之间，并且第二整流轨道120连接在变压器106的次级绕组110和输出端104之间。

电源100还包括被连接为产生表示第一整流轨道118和第二整流轨道120中的不平衡电流的误差信号的传感器122，以及被连接为接收误差信号的控制器124。控制器124被配置为基于接收到的误差信号来调节第一开关114和第二开关116中的至少一个开关的占空比，以降低第一整流轨道118和第二整流轨道120中的不平衡电流。

第一整流轨道118和第二整流轨道120中的不平衡电流可导致变压器绕组108和110上的功耗不同以及整流轨道118和120上的功耗不同，并且可增大输出电压纹波。

当通过第一整流轨道118的电流不同于通过第二整流轨道120的电流时，出现不平衡电流。不平衡电流可能由变压器106的不平衡漏电感、电源100的不对称电路布局、由于电源100中的控制器容差引起的不对称占空比等引起。

作为一个示例，如果第二整流轨道120具有比第一整流轨道118更大的漏电感(例如，由于变压器106的次级绕组110中的不平衡漏电感等)，则第二整流轨道120的增大的漏电感将与在电源100的初级侧上的初级谐振电感串联作用以提供不同的谐振频率。作为一个示例，第二整流轨道120的漏电感可以比第一整流轨道118的漏电感大大约50nh。

根据fr＝1/(2*π*sqrt(l*c))，谐振频率(fr)由谐振电感(l)和谐振电容(c)确定。给定np:ns1:ns2＝32:2:2的变压器匝数比，其中磁化电感为805μh、谐振电感为115μh以及谐振电容为22nf，当第一整流轨道118导通时电源100的谐振频率(作为示例，大约95khz)可以低于当第二整流轨道120导通时电源100的谐振频率(作为示例，大约100khz)。

在第一整流轨道118和第二整流轨道120各自的导通时间期间，电源100的不同谐振频率将导致第一整流轨道118和第二整流轨道120中的不平衡电流。继续该示例，第一整流轨道118中的峰值电流将低于第二整流轨道120中的峰值电流(例如，低大约3.7安培)，这是因为较低的谐振频率对应于较低的电流，反之亦然。

控制器124被配置为通过调节第一开关114和第二开关116中的至少一个开关的占空比来降低第一整流轨道118和第二整流轨道120中的不平衡电流，其可以被认为是调节开关节点128(例如，半桥的电压(voltageofthehalfbridge，vhb)节点等)的占空比。尽管图1将控制器124示出为脉冲频率调制(pulsefrequencymodulation，pfm)控制器和/或脉冲宽度调制(pulsewidthmodulation，pwm)控制器，但是其它实施方式可以包括其它类型的控制器。

图2示出了可用于实现不平衡电流的自动调节的示例性控制回路200。例如，该控制回路可以使用如下进一步描述的直接或间接感测方法来感测230处的不平衡电流。

在232处检测到差值δi(例如，不平衡状态)，并且生成表示第一整流轨道118和第二整流轨道120中的不平衡电流的误差信号。在234处pwm发生器(例如，在控制器124中)接收该误差信号，并且在236处根据该误差信号来调节开关114和开关116中的一个或两个开关的占空比(例如，通过增加或减少导通时间来调节占空比)。

例如，可以通过向开关的导通时间添加偏移来调节开关114和开关116中的一个开关的占空比。所添加的偏移的量可以基于所感测到的如由误差信号所表示的不平衡电流的水平。

这调节了谐振变换器电源100的开关节点128的占空比，以便于平衡第一整流轨道118和第二整流轨道120中的电流。然后，控制回路200继续感测230处的不平衡电流，并在必要时，根据误差信号在236处重复开关114和开关116中的一个或两个开关的占空比的调节。

在理想状况下，开关114和开关116中每个开关上的50％的占空比(例如，vhb节点128上的50％的占空比)将在第一整流轨道118和第二整流轨道120中产生平衡电流。调节占空比来提高开关114相对于开关116的占空比可以调节轨道118和轨道120中每个轨道的电流，因为较小的占空比对应于较高的电流，反之亦然。

如果两个开关114和116以相同的导通时间(作为示例，使用5.03μs)操作，则可以平衡第一整流轨道118和第二整流轨道120中的电流。增加开关114的导通时间(例如，增加到5.17μs)，同时减少开关116的导通时间(例如，减少到4.89μs)，可以使电流不平衡，使得第一整流轨道118中的电流小于第二整流轨道120中的电流。

因此，可以通过降低与具有较低谐振频率和电流的整流轨道对应的开关的占空比和/或提高与具有较高谐振频率和电流的整流轨道对应的开关的占空比，来调节开关114和/或开关116的占空比以补偿导致不平衡电流的因素(例如，不对称的电源因素等)。

再次参考图1，控制器124被配置为控制第一开关114和第二开关116的开关操作，包括开关114和开关116的导通和关断、开关114和开关116的占空比等。

在一些实施方式中，控制器124可以基于接收到的误差信号来调节第一开关114的占空比和第二开关116的占空比两者，以便降低第一整流轨道118和第二整流轨道120中的不平衡电流。在这种情况下，与较低电流的整流轨道对应的开关的占空比可以减小，而与较高电流的整流轨道对应的开关的占空比可以增大。

在其它实施方式中，控制器124可以基于接收到的误差信号来调节第一开关114和第二开关116中的仅一个开关中的占空比，以便降低第一整流轨道118和第二整流轨道120中的不平衡电流。

例如，在这种情况下，控制器124可以仅降低与较低电流的整流轨道对应的开关的占空比，同时使另一开关的占空比保持不变。这可以在用于两个开关114和116的驱动信号的导通时间之间产生小的死区时段。

如上所述，在理想情况下，每个开关的50％占空比将导致第一整流轨道118和第二整流轨道120中的平衡电流。因此，在调节开关114和开关116中的至少一个开关的占空比之前，控制器124可以被配置为以基本相同的占空比操作第一开关114和第二开关116。然后，控制器124可以基于感测到的不平衡电流在必要时调节占空比。

如图1所示，传感器122被连接为感测第一整流轨道118的峰值整流电流和第二整流轨道120的峰值整流电流。在这种情况下，提供给控制器124的误差信号包括感测到的每个整流轨道118和120各自的峰值整流电流。这可以认为是直流测量方法。

图3示出了在第一整流轨道118和第二整流轨道120中感测到的示例性电流值。传感器122在节点338处感测第一整流轨道118中的电流，并在节点340处感测第二整流轨道120中的电流。

图3中的波形示出了第一整流轨道118中的整流电流344的峰值低于第二整流轨道120中的整流电流346的峰值。基于峰值整流电流344和346之间的差值生成误差信号348，并且所述误差信号348表示第一整流轨道118中的电流344和第二整流轨道120中的电流346的不平衡状态。

控制器124从传感器122接收误差信号348，并且可以调节开关114和/或开关116的占空比以补偿在整流轨道118和整流轨道120中感测到的不平衡电流。在该示例中，控制器124可以降低与第一整流轨道118对应的开关的占空比和/或提高与第二整流轨道120对应的开关的占空比，以便平衡整流轨道118和整流轨道120中的电流。

如图1所示，传感器122位于电源100的次级侧，并且控制器124位于电源100的初级侧。因此，可选的隔离器126可以连接在传感器122和控制器124之间，以维持电源100的初级侧和电源100的次级侧之间的隔离。

图4示出了间接电流感测方法，其中，在电源100的初级侧上感测不平衡电流状态。当次级侧整流轨道118和120中存在不平衡电流时，变压器106的初级绕组108上的磁化电流将是不对称的。在那种情况下，可以使用磁化电流的直流(dc)偏移作为用于调节开关114和/或开关116的占空比的误差信号，以平衡次级侧电流。可以将这种方法视为间接感测方法。

如图4所示，传感器422感测变压器106的初级绕组108上的初级电流。接近开关导通的初级电流的幅度近似等于磁化电流i_p的正幅度或磁化电流i_n的负幅度。用于感测磁化电流i_p/i_n的触发信号可以在开关114和开关116导通的同时出现。

在一些实施方式中，当电源100的开关频率大于电源100的谐振频率时，可以使用触发信号的特定延迟用于噪声消隐、和/或降低负载电流影响。

在此间接感测方法中，用于反馈控制(例如，调节开关114和/或开关116的占空比)的误差信号，是磁化电流i_p的正幅度的绝对值与磁化电流i_n的负幅度的绝对值之间的差值。

图3中所示的直接感测方法，通过直接感测整流轨道118和120中的相对峰值电流，可以提供更高的精确度，但是会使用额外的电流感测电路元件。此外，如果控制器124位于电源100的初级侧，则可以将误差信号传送到电源100的初级侧。

图4中所示的间接感测方法，降低了解决电源100的初级侧和次级侧隔离的需求，可以不需要任何额外的硬件电路。间接感测方法和直接感测方法都可以在数字信号处理器(例如，控制器124)中实现。在一些实施方式中，如上所述，间接感测可以用较不复杂的电路、部件等来实现。

应当清楚的是，可以使用一个或多个传感器122、422等来直接和/或间接地感测整流轨道118和整流轨道120中的不平衡电流。尽管图1、图3和图4示出了具体的传感器配置，但是其它实施方式可以包括位于电源100的初级侧和/或次级侧上的其它位置处的更多更少的传感器。

在一个实施方式中，传感器包括连接在电源100的初级侧上的电流变换器。例如，电流变换器可以连接到变压器106的初级绕组108，以感测通过初级绕组108的电流。

如图1所示，电源100是谐振逻辑链路控制(llc)变换器，其包括连接在桥式电路112和变压器106的初级绕组108之间的电感器lr及两个电容器cr1和cr2。在其它实施方式中，电源100可以包括任何其它合适的谐振变换器拓扑结构，该谐振变换器拓扑结构包括更多或更少的电容器和电感器、以不同电路布局连接的电容器和电感器等等。

桥式电路112包括第一开关114和第二开关116，节点128连接在第一开关114和第二开关116之间。桥式电路112是半桥电路，并且可以认为节点128是半桥节点。在其它实施方式中，可以使用其它桥式电路(包括全桥电路)，其可以包括多于两个开关、在开关之间的更多的节点等。虽然开关114和116被示为场效应晶体管(field-effecttransistor，fet)，但是其它实施方式可以包括其它合适的开关元件，包括双极结型晶体管(bjt)等。

电源100的次级侧上的每个整流轨道118和120包括整流部件。具体地，第一整流轨道118包括整流二极管d1，第二整流轨道包括整流二极管d2。在其它实施方式中，整流轨道可以包括多于一个的整流部件、其它类型的整流部件(例如，同步整流开关)等。

控制器124可以被配置为使用任何合适的硬件和软件的组合来执行操作。例如，控制器124可以包括可操作以使控制器124执行本文描述的动作(例如，调节开关114和116的占空比，等等)的任何合适的电路、逻辑门、(一个或多个)微处理器、存储在存储器中的计算机可执行指令等。在一些实施方式中，控制器124可以包括数字信号处理器(digitalsignalprocessor，dsp)。

图5示出了根据本发明的另一示例性实施方式的谐振变换器电源500。如图5所示，谐振变换器电源500包括用于从电压源vin+接收输入电压的输入端和用于向负载rl提供输出电压的输出端vout。

电源500还包括具有初级绕组和次级绕组的变压器t1。桥式电路512连接在输入端102和变压器t1的初级绕组之间。桥式电路512包括第一开关q1和第二开关q2。

第一整流轨道(轨道1)连接在变压器t1的次级绕组和输出端vout之间并且包括整流二极管d1。第二整流轨道(轨道2)连接在变压器t1的次级绕组和输出端vout之间并且包括整流二极管d2。

电源500还包括被配置为接收感测到的第一整流轨道和第二整流轨道的电流信息的pfm/pwm控制器u3。pfm/pwm控制器u3被配置为基于接收到的误差信号调节第一开关q1和第二开关q2中的至少一个开关的占空比，以降低第一整流轨道和第二整流轨道中的不平衡电流。

根据本发明的另一方面，公开了一种用于降低谐振变换器电源中的不平衡电流的示例性方法。所述电源包括用于从电压源接收输入电压的输入端、用于向负载提供输出电压的输出端、具有初级绕组和次级绕组的变压器、连接在所述输入端和所述变压器的所述初级绕组之间的桥式电路。所述桥式电路包括第一开关和第二开关。所述电源还包括连接在所述变压器的所述次级绕组和所述输出端之间的第一整流轨道和连接在所述变压器的所述次级绕组和所述输出端之间的第二整流轨道。

该方法包括感测所述第一整流轨道和所述第二整流轨道中的不平衡电流、生成表示感测到的所述第一次级轨道和所述第二整流轨道中的不平衡电流的误差信号、和基于所述误差信号调节所述第一开关和所述第二开关中的至少一个开关的占空比以降低所述第一整流轨道和所述第二整流轨道中的不平衡电流。

调节占空比可以包括基于所述误差信号调节所述第一开关和所述第二开关中的仅一个开关的占空比，以降低所述第一整流轨道和所述第二整流轨道中的不平衡电流。

替选地，调节占空比可以包括基于所述误差信号调节所述第一开关的占空比和所述第二开关的占空比这两者，以降低所述第一整流轨道和所述第二整流轨道中的不平衡电流。

在一些实施方式中，在调节至少一个开关的占空比之前，该方法可以包括以基本相同的占空比操作所述第一开关和所述第二开关。

感测所述不平衡电流可以包括感测所述第一整流轨道的峰值整流电流和所述第二整流轨道的峰值整流电流。在这种情况下，所述误差信号包括感测到的每个整流轨道各自的峰值整流电流之间的差值。

替选地，感测所述不平衡电流可以包括感测所述变压器的所述初级绕组的磁化电流。在这种情况下，所述误差信号包括感测到的所述变压器的所述初级绕组的磁化电流的dc偏移(例如，dc偏置)。此外，感测可以包括，在所述第一开关和所述第二开关中的至少一个开关导通之后的特定延迟时段处，测量所述变压器的所述初级绕组的所述磁化电流的幅度。

本文公开的任何示例实施方式和方面可以与本文公开的任何其它示例实施方式和方面以任何合适的组合来使用而不脱离本发明的范围。例如，可以使用其它控制方法来操作本文描述的谐振变换器电源，本文描述的控制方法可以与其它谐振变换器电源等一起使用而不脱离本发明的范围。

本发明的示例性实施方式和方面可以提供以下优点中的任何一个或多个(或零个)优点：谐振变换器中的次级侧的整流电流的改进的平衡；降低由于不平衡电流导致的次级整流器上的电流应力；减少由于不平衡电流导致的整流器的热点(例如，过热部分)；降低输出电压纹波；提高变换器效率等。

出于说明和描述的目的已经提供了如上实施方式的描述。其不意图是穷举的或限制本发明。即使没有具体示出或描述，特定实施方式的各个元件或特征通常不限于该特定实施方式，而是在可适用的情况下是可互换的并且可以被用在选定的实施方式中。这些元件或特征也可以以许多方式变化。这些变化不应当被视为背离本发明，并且所有这些修改旨在被包括在本发明的范围内。