应用于电压调节器模块的即插即用电子电容器的制作方法

本发明涉及电压调节器模块(vrm)的领域。更具体地，本发明涉及一种类似电容器的瞬态抑制单元(tsu)以提高vrm的性能并减小其总体积，尤其是减小vrm输出处所需的物理输出电容的值和体积以将负载瞬态维持在定义边界内。

背景技术：

当今电压调节器模块(vrm)的目标特性是能够在宽范围负载变化下维持良好调节的几乎恒定的输出电压，同时最大化功率密度。实现该目标的关键考虑因素是无源部件的物理尺寸，其禁止了完全集成化的解决方案。各种当前应用提高了切换频率，并且采用多相转换器来增强瞬态响应，从而允许电感器的集成。另一方面，vrm应用中的输出电容的尺寸主要取决于负载瞬态幅度和速率，并且因此占用了大部分pcb面积。

为了最小化负载瞬态的影响，现有几种增强控制带宽从而导致占空比饱和的方法。诸如电流编程模式控制及其衍生方法、时间最优和最小偏差控制方法等方法已经示出了某种瞬态响应，该瞬态响应实际上具有尽可能最小的电压偏差，该电压偏差仅受电感器电流转换速率的限制。这些方法的主要局限性是由于高输入输出转换比，在卸载瞬态期间的调节弱。

尤其是对于卸载瞬态，几种性能上超过时间最优控制方法的最先进的解决方案提出了几种电路扩展，或者通过拓扑结构的内部变化、将快速辅助电路并联到主转换器，或者通过将辅助单元连接在负载侧处，来增加电感器电流转换速率。这些解决方案通常需要专门定制的控制器(有时与数字设计相结合)或多模式补偿方案。在商业vrm应用中，另外的复杂层是较少采用这种有前景的技术的主要原因。很明显，许多vrm解决方案依赖于成熟的模拟补偿器来保证可靠性、性能以及最重要的是要降低复杂性和成本。如果辅助瞬态抑制单元(tsu)可以作为附加单元集成到vrm而不需要干扰、替换或修改原始设计，则这将是非常有利的，并且可能被工业更好地吸收。

因此，本发明的目的是提供一种用于vrm应用的即插即用tsu，其通过基于硅的解决方案来交换输出电容而不影响稳态操作、原始设计的补偿网络和输入滤波器。

随着描述的进行，本发明的其它目的和优点将变得显而易见。

技术实现要素：

本发明涉及一种用于电压调节器模块(vrm)的即插即用瞬态抑制单元(tsu)，该单元包括：

a.双向电流源，其经由tsu的高压端口和低压端口并联连接到vrm的电压输出，适于立即吸收或提供被供应给负载的电流；

b.检测电路，其用于检测vrm的电压输出与参考稳态电压之间的不匹配，该检测电路包括：

i.第一比较器，其用于检测vrm的电压输出与参考稳态电压之间的匹配；

ii.第二比较器，其用于检测vrm的电压输出与高于参考稳态电压的预定义阈值之间的不匹配；以及

iii.第三比较器，其用于检测vrm的电压输出与低于参考稳态电压值的预定义阈值之间的不匹配；以及

c.瞬态响应加速器，其经由tsu的第三端口连接到vrm误差放大器的输出补偿端口，适于控制vrm的占空比饱和，

其中第三比较器检测到加载瞬态，此时瞬态响应加速器将vrm的占空比饱和到最大值，并且电流从电流源提供到输出，直到第一比较器检测到vrm的电压输出与预期的稳态电压匹配，

其中第二比较器检测到卸载瞬态，此时瞬态响应加速器将vrm的占空比饱和到最小值，并且电流从输出吸收到电流源，直到第一比较器检测到vrm的电压输出与预期的稳态电压匹配。

通过使用术语“即插即用”单元，它意味着包括，系统中在连接到系统内部接口之后由系统发现，并且在系统内开始运行，而不需要物理装置配置、用户干预或其它连接的任何硬件部件或物理装置。在本发明的情况下，“即插即用”单元是tsu，而“即插即用”tsu所连接的系统是vrm的控制器。

双向电流源可以包括回转器谐振开关电容器转换器(grscc)。

瞬态响应加速器可以经由tsu的第三端口连接到vrm的电源开关的栅极驱动电路的输入。

在一个实施例中，tsu进一步包括连接到高于电压调节器模块(vrm)的电压输出的电压源的第四端口，其中双向电流源包括：

a.第一mosfet，其高rds(on)值连接在tsu的第四端口与tsu的高压端口之间，适于在加载转变期间提供电流；以及

b.第二mosfet，其高rds(on)值连接在tsu的高压端口与tsu的低压端口之间，适于在卸载转变期间吸收电流。

tsu可以进一步包括连接到高于电压调节器模块(vrm)的电压输出的电压源的第四端口，其中双向电流源包括以不连续传导模式操作的降压转换器。

瞬态响应加速器可以包括第一上拉晶体管和第二下拉晶体管，晶体管是互补的，晶体管连接到电压调节器模块(vrm)的误差放大器的补偿端口，晶体管适于使vrm的占空比饱和。

在电压超出位于低参考稳态电压和高参考稳态电压之间的窗口时，可以检测到加载或卸载瞬态，该窗口是恒定的，或者与输出电压成比例。

检测电路可以包括：

a)第一分压梯，其用于为每个比较器设定不同的参考电压；以及

b)第二分压梯，其用于测量vrm的输出电压。

替代地，检测电路可以包括：

a)第一电流源和电路，其用于检测输出电压；

b)第二电流源和电路，其用于产生与输出电压无关的低阈值电压；

c)第三电流源和电路，其用于产生与输出电压无关的高阈值电压；

d)第一比较器，其接收低阈值电压和输出电压，用于在每当输出电压低于低阈值电压时提供指示；以及

e)第二比较器，其接收高阈值电压和输出电压，用于在每当输出电压上升到高阈值电压以上时提供指示。

在另一个实施例中，瞬态响应加速器包括：

a)第一上拉晶体管和第二下拉晶体管，晶体管是互补的，晶体管连接到电压调节器模块(vrm)的电流模式控制器的误差放大器的补偿端口，晶体管适于使vrm的占空比饱和；

b)误差放大器，其补偿端口经由电阻元件连接到晶体管；

c)峰值检测器，其用于跟踪电感器电流的变化；以及

d)电容器，其连接在补偿端口与接地之间，用于存储由电容器上的电压表示的电感器电流，诸如在瞬态周期结束时，电容器存储与电感器电流的新稳态点对应的电压。

tsu可以进一步包括开关，其用于每当tsu有效时将参考电容器ciref与反馈回路断开，并且每当tsu作用时和在瞬态终止之后将参考电容ciref重新连接到电流模式控制器。

附图说明

图1示意地说明了连接到降压转换器的电子电容器电路的框图；

图2示意地说明了辅助电路被建模为受控电流源的简化vrm电路；

图3示意地说明了连续加载和卸载瞬态的波形；

图4示意地说明了电子电容器电路操作算法的流程图400；

图5示意地说明了具有和不具有响应加速器的电感器电流响应；

图6示意地说明了用于电压模式控制器的瞬态响应加速器的示意图；

图7示意地说明了用于电流模式控制器的瞬态响应加速器的示意图；

图8示意地说明了允许的占空比率增加；

图9示意地说明了根据感测电流控制补偿网络电容器的值的机制；

图10示意地说明了在加载瞬态期间用作峰值检测器电路的配置；

图11示意地说明了在加载和卸载瞬态期间图10中的电路的输出的示例。

图12a到12b示意地说明了检测电路的可能实施方案；

图13示意地说明了grscc输出电流波形；

图14示意地说明了用于加载和卸载瞬态的grscc辅助电流波形；

图15示意地说明了辅助电流源的实施方案；

图16示意地说明了在使用图15的实施方案时在加载和卸载瞬态期间的辅助电流波形；

图17示意地说明了在使用辅助电流源的另一个实施方案时在加载和卸载瞬态期间的辅助电流波形；

图18示意地说明了另一个辅助电流源实施方案；

图19示出了作为辅助降压转换器处理加载瞬态的辅助电流源的grscc的仿真波形结果；

图20示意地说明了具有iii型补偿网络的模拟控制器；

图21a示出了在6a的加载瞬态期间在没有电子电容器的辅助下的降压转换器的响应的波形；

图21b示出了在6a的加载瞬态期间在具有电子电容器的辅助下的降压转换器的响应的波形；

图22a示出了在6a的卸载瞬态期间在没有电子电容器的辅助下的降压转换器的响应的波形；

图22b示出了在6a的卸载瞬态期间在具有电子电容器的辅助下的降压转换器的响应的波形；

图23示出了使用和不使用电子电容器测量的连续6a加载-卸载瞬态响应的波形；以及

图24示出了对用于卸载事件的电子电容器操作的波形的放大。

具体实施方式

本发明提供了一种用于电压调节器模块(vrm)应用的即插即用瞬态抑制单元(tsu)。tsu通过基于硅的解决方案来交换输出电容而不影响稳态操作、最初设计的补偿网络和输入滤波器。

图1示出了连接到降压转换器的电子电容器电路的框图。如图1中所示，tsu100包括与降压转换器的输出电容器102并联的双向电流源101，以及与误差放大器104的输出并联的瞬态响应加速器103。因为电子电容器100仅在负载瞬态期间作用，所以稳态精度不会受到损害，并且降压转换器的设计过程保持不变。

在各种实施例中，电流源101可以通过如wo2016/038601中描述的回转器谐振开关电容转换器(grscc)来实施。grscc不需要磁性元件，从而非常适合集成、简单且经济高效。

瞬态抑制概念

用于辅助主转换器从负载瞬态恢复的关键因素是辅助电路快速吸收或提供新负载电流与主电感器电流之间的不匹配电流的能力。

图2示意地说明了辅助电路被建模为双向受控电流源201的简化vrm电路200，该图表明了电流与负载的关系。为了分析辅助tsu的所需行为和控制机制，假设连接到降压转换器202的输出端子203a和203b的是理想化的双向电流源。

图3示出了幅度为δiout的连续加载和卸载瞬态的波形。曲线图301是降压电流ibuck301b与由负载消耗的电流iload301a间的对比图。波形302是降压转换器的输出电压vout的图形表示，其中电压受到vref,h和vref,l的限制。vref,m是稳态电压率。波形303是从辅助电路供应的电流的图形表示。波形304、305以及306是比较器输出的图形表示，该比较器输出分别将降压输出电压与vref,l、vref,m以及vref,h进行比较。

图4示出了电子电容器电路操作算法的流程图400。流程图400的左侧表示在加载瞬态期间执行的步骤，而流程图400的右侧表示在卸载瞬态期间执行的步骤。瞬态操作在检测到瞬态时，在步骤401a或401b中分别由上部或下部比较器(即，通过分别将vout与vref,h和vref,l进行比较，并且分别在波形306和304中描绘)发起，指示图2中为标号204的输出电容器中的电荷不匹配。在检测到瞬态时，同时执行两个动作：初级(降压)转换器的占空比饱和到最大值(步骤402b)或最小值(步骤402a)，这取决于瞬态类型。即，对于加载瞬态，晶体管qu导通，从而驱动补偿网络的输出达到其最高可能值(饱和到vdd)，并且通过这样做，最大化降压控制器的pwm调制器的控制命令。对于卸载瞬态，qd导通，从而驱动补偿网络的输出达到最低值(饱和到gnd)，并且对pwm调制器的控制命令将为最小值。对瞬态检测的第二动作是(双向)电流源被启用并且吸收(在步骤403a中)或提供(在步骤403b中)恒定幅度的imax(转换器的标称电流)，如波形303中所描绘。

iaux高于ibuck与iload之间的电流不匹配，因此输出电压返回到稳态值。这在步骤404a和404b中通过附加的比较器进行检测，其中电压参考被设定为vref,m，如波形305中所描绘。此时，在步骤405a和405b中停止辅助(双向)电流源，同时占空比继续饱和。在仍存在电流不匹配的情况下，输出电压移到远离稳态的值，再次与比较器阈值交叉，在步骤406a和406b中检测到，并且在步骤403a和403b中重新触发辅助电路。该过程继续进行直到稳态比较器(具有阈值vref,m)被触发两次(或触发并保持在新状态)，如在步骤407a和407b中所检测到的，这表示实现了电荷平衡，即ibuck≈iload；vout＝vref，m，并且在步骤408中中断占空比饱和。

瞬态响应加速器

为了成功地从负载瞬态恢复，输出电压和电感电流都必须移动到新的稳态操作点。这种典型特性对完全瞬态响应提出了挑战，其中输出电压偏差明显几乎为零。因为辅助tsu用作无限电容器并且原位连接到严格补偿的电压调节器，所以误差放大器(e/a)端子处的误差信号为零。结果，电感器电流不会斜升或斜降到如图5中所描绘的新稳态点，图5示出了具有响应加速器的电感器电流响应(标号501)和没有响应加速器的电感器电流响应(标号502)。为了克服该挑战，添加了连接到响应加速器单元(图1中的标号103)的电子电容器的第三端口(图1中的标号105)。

图6示意地说明了对电压模式控制器602使用瞬态响应加速器601，其中上拉/下拉网络103连接到误差放大器(e/a)603的补偿端口，以便强制将占空比饱和。在电压模式控制器(诸如图6中的602)中，内部e/a的输出连接到pwm发生器，并且在大多数外部补偿设计中可经由外部端口访问。通过连接两个互补晶体管(分别为上拉晶体管604a和下拉晶体管604b)，占空比可以在负载瞬态期间饱和。因为在该操作期间在e/a端子处维持零误差信号，所以瞬态响应加速器可以立即旁通e/a，然后在不考虑积分器饱和或补偿复位的情况下恢复e/a。值得注意的是，该方法不会干扰补偿回路，并且避免需要重新设计网络-这优于其它双模应用。

图7示意地说明了用于电流模式控制器702的瞬态响应加速器701的示意图。通过在负载瞬态期间激活上拉晶体管和下拉晶体管(分别为604a和605b)，可以与电压模式控制器的情况类似的方式完成占空比饱和。然而，与电压模式控制器相反，电流斜升并维持新负载的输出电压是不够的。在电流模式控制中，由于采用双回路补偿方法，电感器电流的信息也是受控状态变量。作为外部电压反馈回路的乘积的电感器电流的参考值的信息，通常作为电压存储在补偿网络705的电容器703ciref上，并且必须在tsu的操作期间更新为正确值，使得在瞬态周期结束时它存储电感器电流的新稳态点的信息，即，相关电压。

在一个实施例中，以与饱和占空比下的电流转换的速率相等的速率对参考电容器进行充电/放电，来更新电感器电流参考值。

图8示出了所允许的占空比率的增加。使用该方法，参考电压必须比最大电感电流转换速率更慢或者以最大电感电流转换速率斜升/斜降，因此它需要关于电感值、占空比限值、输入电压以及输出电压的先验信息。在该先验信息可用的情况下，可以添加电阻元件(图7中的标号704)以限制参考斜升/斜降，同时使用第二组上拉/下拉晶体管使占空比饱和。

在另一个实施例中，通过利用补偿回路内已经可用的电感器电流的信息，消除了对主功率转换器的在先知识的任何要求。

图9示意地说明了根据感测电流控制ciref的值的机制。在瞬态期间，ciref(其是电流模式控制器的补偿电容器)与上拉或下拉(这取决于瞬态类型)的补偿节点断开。在该方法中，使用瞬态期间的电感器电流(或其感测电流)，从而将补偿(参考)电容器ciref(其不是tsu的一部分)设定为新操作点。通过利用这种已经存在的信息，新参考点在瞬态期间准确且连续地更新，使得补偿器始终处于零误差状态，这类似于如上所述的电压模式tsu方法的操作。

电流模式tsu包括受控源，其跟踪电感器电流(或其感测电流)并且将电感器电流复制到(补偿)参考电容器ciref。tsu还包括上拉晶体管qu1、下拉晶体管qd1以及可选开关l。

tsu包括第一电流反馈回路，其根据第二外部反馈回路控制电感器电流，该第二外部反馈回路对输出电压vout进行采样。

在加载瞬态周期之后，描述电感器电流的新操作点反映为参考电容器ciref上的dc电压。零电压误差意味着输出电压vout的操作点等于参考电压。受控源保持误差电压为零并且用于使占空比饱和，以便从一个操作点移动到另一个操作点。因为误差电压为零，所以无需在反馈回路中进行任何校正。

该方法的示例了用于恒定的导通时间电流控制的转换器，其中仅关于低侧晶体管电流的信息可用。

图10示出了一种配置，在加载瞬态期间作为峰值检测器电路，用来跟踪电感器电流，在卸载瞬态期间用作缓冲器。为了用电感器电流的新操作点更新参考电容器ciref的电压，电压本质上必须从实际操作点开始，而不是从在瞬态开始之前的操作点开始。这是通过接收经由电容器的输出(通常存在于vrm中)的电感器电流的值来完成的。

响应于加载瞬态，开关断开(不导通)，由此允许电路操作峰值检测器。响应于卸载瞬态，开关闭合(导通)，由此允许电路跟踪在参考电容器ciref上形成的电压。该电压如图11中所示(灰色连线)。

为了防止参考电容器ciref的电压与由tsu提供的反馈电压之间的冲突，添加了可选开关1。当tsu作用时，开关1断开，并且参考电容器ciref与反馈回路断开，并且受控源更新参考电容器ciref上的电压以对应于新电流。在瞬态终止之后，开关1再次闭合，并且参考电容器ciref重新作为电流模式控制器的一部分，同时被充电到更新后的操作点。

图11给出了在加载和卸载瞬态期间图10中的电路的输出的示例。低侧电流ils以小的负偏移ε进入电路，以将ciref充电/放电到目标值，如图11所示。采用该方法，不需要关于电感器或输入和输出电压的先验信息。通过上拉/下拉电感器电流，感测的电感器电流本身可以用于使电容器电压跟随电感器电流，而一组晶体管用于上拉/下调补偿节点以使占空比饱和。

可以看出，在瞬态(左侧)之前的稳态期间，形成在参考电容器ciref(灰色连线)上的电压几乎与表示当前操作点(黑色虚线)的电压相同。响应于加载瞬态，负载电流iload突然增加δout。由于占空比饱和，电感电流增加，并且参考电容器ciref充电到新值，其对应于新的电感电流。充电完成到达瞬态周期中间(灰色连线)。黑色连线表示电感器电流的变化。在电感器电流稳定之后，形成在参考电容器ciref上的电压保持恒定。当电感器电流下降时，在下行瞬态中发生类似的过程。

比较器阈值设置

如上所述，阈值指示所允许的最坏情况下电压偏差。因为在瞬态事件期间启用电子电容器的操作，所以必须设定阈值使得稳态电压波纹避免错误的瞬态触发。避免错误检测的额外措施是确保阈值之间足够大的余量，以适应由辅助电路的电流吸收或提供引起的电压波纹。这两者中的较大值是由后者引起的，因为电流源被设计为吸收或提供标称电流。

由辅助(双向)电流源提供的最大电压摆幅在电流不匹配很小(ibuck≈iload时发生，并且由方程式1描述，其中qg是在单个放电周期期间从辅助电路输出的电荷，cg是grscc谐振槽路电容器，而vref，m是稳态值，由方程式2描绘。

vref,h-vref,l≥qg/cout＝8voutcg/cout方程式1

图12a说明了根据本发明的实施例的检测电路的可能实施方案。检测电路包括用于参考电压设置的第一分压梯和用于输出电压测量的第二分压梯。使用该配置，可以根据方程式3a到3c设计参考电压。

用于实施瞬态检测电路的关键标准是通过创建具有高于和低于目标输出电压的检测阈值的测量窗口来得出的。这可以直接在输出电压或其感测电压上完成。在这种情况下，测量窗口将与输出电压电平成比例。

图12b示出了根据本发明的另一个实施例的检测电路的备选可能实施方案。在该实施例中，输出电压比较由电流源ibias采样vout的位置，该电流源产生低于vout但足以指示vout的变化的指示信号v′out。类似的电流源ibias产生两个阈值。第一阈值是低阈值v′l＝ibias*rl。第二阈值是高阈值v′h＝ibias*rh。

指示信号v′out由两个比较器检测。低阈值v′l被输入到第一比较器120，以用于在加载的情况下检测输出电压v′l何时下降到v′l以下，并且用于提供指示v′out＜v′l的逻辑电平。高阈值v′h被输入到第二比较器121，以用于在卸载的情况下检测输出电压vout何时上升到v′h以上，并且用于提供指示v′out＞v′h的逻辑电平。选择r1和r2的值以确定期望的滞后以防止由于噪声(或其它干扰信号)而超过阈值。在这种情况下，测量窗口将与输出电压电平无关。

辅助电流源的实现

在电子电容器电路中使用辅助电流源有若干实施例。主要概念是实现双向电流源，其可以立即作出反应并且可以最大允许负载步长幅度imax提供或吸收电流。在该部分中，介绍了辅助电流源的三个实施例。

在一个实施例中，辅助电流源由grscc形式的开关电容器转换器实现，已经发现该辅助电流源最适合于该应用。它不需要磁性元件，可以通过软开关在高频下操作，并且在广泛且连续的斜升/斜降转换比率下维持高效率。另外，它具有双向电流提供行为并且能够立即作出反应以产生电流阶跃响应，该响应的带宽高达其最大开关频率的一半。

grscc的倍压变化被示为图1的电子电容器中的辅助电流源101。它的结构依赖于经典的电压倍增谐振开关电容转换器拓扑，将grscc最佳效率点从vout移位到vaux＝2vout。选择该拓扑结构的主要原因是通过增加该辅助存储电容器caux的额定电压但不会给晶体管增加电压应力来增加辅助存储电容器的功率密度。双倍实现的另一个优点是期望电流(即，imax)可以通过谐振网络的较高特征阻抗而获得。这暗示对于给定的回路电阻可以获得更高的grscc目标效率。

grscc本质上是谐振的，并且可以在每个循环之后在零电流下完全停止，如图13中和图14中可以观察到，图13说明了grscc输出电流的波形，图14说明了对加载和卸载瞬态使用grscc的辅助电流波形。结果，可以在一个循环内恢复标称电流。该零阶电流阶跃能力使得grscc能够用作辅助电流源单元。另外，对可扩展性没有限制，因为可以针对任何期望的vout和操作频率确定谐振回路值。电桥配置还确保任何给定开关上的最大应力大约为vout，从而实现功率晶体管的小面积要求。

根据本发明的另一个实施例，辅助电流源使用具有相对较高的rds(on)的mosfet来实施，如图15中所描绘，其中ru和rd分别是q3和q4的mosfet的电阻rds(on)。根据该实施例，使用用于输入电压vin的另一个端口，但是应注意，该端口可以连接到高于vout的任何电压源。使用该额外的端口，一个mosfet(即，q3)连接在vin与vout之间以在加载瞬态期间提供电流，而另一个mosfet(即，q4)连接在vout与gnd之间以在卸载瞬态期间吸收电流。使用该配置的所得电流波形是振幅等于或大于imax的脉冲，如图16所示。应注意，可以松散地选择mosfet，即，精确的rds(on)不是强制性的，因为只要方程式4的条件成立，控制器将会补偿期望电阻与现有电阻之间的任何不匹配。

根据本发明的又一实施例，使用在不连续传导模式(dcm)中操作的同步降压转换器来实施辅助电流源。另外，转换器可以用作从输出到输入的同步升压转换器。因此，该拓扑可以用作电子电容器电路的双向辅助电流源，如图17所示，其中电感器laux以及q3和q4表示dcm降压。以与前一实施例类似的方式，该解决方案需要连接到vin或高于vout的任何电压源的附加端口。

对于加载瞬态，图18中的电路在dcm中充当降压转换器，从而向vout端口提供电流。对于卸载瞬态，该电路充当升压转换器，从而为vout端口吸收电流。在这里，辅助电流波形是三角形，如图17所示，其中峰值电流等于或高于2imax。因此，用于mosfet的导通时间ton发生器对于加载和卸载瞬态是不同的，并且由方程式5给定。

仿真结果

图19描绘了作为辅助降压转换器处理加载瞬态的辅助电流源的grscc的仿真。降压转换器是12v到5v转换器，由具有iii型补偿网络的模拟控制器控制，如图20所示。电子电容比较器的阈值被设定为输出电压稳态值的±50mv，并且grscc被设计为向降压转换器的输出端提供5a的电流。

从0a到3.5a的加载瞬态导致输出电压下降和与vref，l交叉，触发cmpl并且电子电容器检测到加载瞬态。瞬态响应加速器被激活，占空比饱和到最大值，并且grscc提供5a电流。因为iaux+ibuck>iload，所以输出电压上升并且与vref，m交叉，从而使grscc停止电流提供。此时，负载电流仍然高于电感器电流(ibuck)并且输出电压再次下降，再次与vref，l交叉，重新触发grscc。在输出电压上升之后并且当它第二次与vref，m交叉时，grscc操作再次停止，电感器电流高于负载电流并且实现电荷平衡。此时，检测到瞬态结束，停用瞬态响应加速器并恢复稳态操作，而无需补偿器复位或更新。

实验结果

为了验证电子电容器概念的操作并且表明本发明的即插即用特征，来自texasinstrumentsinc.(tps40055)的30w12-to-5v模拟控制同步降压转换器的现成评估模块(evm)被选择用作已经补偿的(iii型方案)和优化的电压调节器。电子电容器模块作为附加电路连接到evm参考设计，如图1中所描绘。如上所述，辅助电路由具有6a的吸收和提供电流能力的grscc来实现。瞬态抑制单元的状态机在alteracycloneivfpga上实施。表1列出了实验原型的部件值和参数以及比较器的阈值电压设置。负载阶跃信号也由fpga独立产生而无需与控制器同步。

表1

进一步强调的是，电压调节器已按参考设计规定(包括确切的物料清单)分配。电子电容器的三个端口连接到输出电压端子(vout)、模拟控制器的e/a(comp)输出和gnd。

产生6a的加载瞬态(如图21a和21b所示)以便将在没有电子电容器的辅助下(图21a)的降压转换器的响应与在电子电容器的辅助下(图21b)的降压转换器的响应进行比较。可以观察到，在没有电子电容器的情况下，输出电压下冲为500mv，并且在电子电容器的辅助下的响应表现出25mv的输出电压下冲。图22a和22b呈现了相同情况下的6a卸载瞬态响应。在没有电子电容器的情况下的输出电压过冲现在为240mv，如图22a中所示，而在具有电子电容器的情况下的输出电压过冲的总和为30mv，如图22b中所示。为了全面了解系统性能和自动tsu操作，使用和不使用电子电容器测量连续的6a加载-卸载瞬态响应，如图23中所描绘。使用电子电容器，总瞬态时间仅受电感器电流的转换速率的限制，该总瞬态时间对于加载为80μs并且对于卸载为30μs，而对于没有电子电容器的系统，总瞬态时间分别为500μs和275μs。

图24示出了对基于卸载事件的参考电压vref，h和vref，m的电子电容器操作的放大。可以观察到，电子电容器将输出电压维持在两个阈值之间，当输出电压与vref，h交叉时吸收电流并且当输出电压达到vref，m时停止操作。这导致如下结论：具有电子电容器的系统的输出电压偏差现在由比较器的阈值确定，并且最小化这些阈值之间的差值是系统中的稳态电压波纹和噪声的函数。结果，输出电容可以显著减小并且尺寸经调整以适应输出电压波纹的稳态规范，而不是根据负载瞬态的要求来调整尺寸。

虽然已经通过展示方式描述了本发明的实施例，但是应理解的是，在不超出权利要求的范围的情况下，可以通过许多变化、修改和调整来实施本发明。