本发明涉及电力电子技术领域。
背景技术：
随着电力电子器件的发展，双向DC-DC变换器因其体积小，重量轻，无污染，功率因数高等优点广泛应用于分布式发电、电动汽车、轨道交通等领域。
双主动全桥(DAB)变换器是目前应用最为广泛的DC-DC变换器。但是DAB变换器在实际应用过程中存在不少问题，原边H桥超前桥臂和滞后桥臂开关管实现ZVS软开关的条件是不同的，滞后桥臂上的开关管在运行过程中容易造成占空比丢失，软开关失效，这是移相全桥DC-DC变换器的固有特性。负载较轻时，变换器ZVS范围减小，难以实现全范围软开关。
近年来，软开关谐振型DC-DC变化器得到了越来越多的关注。谐振变换器具有自然软开关特性，可在较宽的输入电压和全负载范围内实现软开关，不需要借助任何辅助网络且控制简单。但是，目前的LLC，CLLC等谐振变换器正向和反向的工作特性并不相同，无法保证双向运行的一致性，增加了设计难度。
目前，越来越多的场合需要DC-DC变换器满足高压大功率的需求。两电平变换器的每个开关管承受的电压应力均为输入电压或输出电压，由于开关管的限制，这种结构的输入电压和输出电压的范围较小，难以满足应用需求。
技术实现要素：
本发明的目是提供一种谐振变换器，它能有效地解决在负载变化的情况下实现软开关，减小开关管的开关损耗，提高系统效率的技术问题。
本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种谐振变换器，包括高频变压器TR和具有相同结构的输入侧半桥三电平电路和输出侧半桥三电平电路以及原边谐振电路和副边谐振电路，输入侧半桥三电平电路的输入端与输入侧电源相连，输出端与原边谐振网络的输入端相连；原边谐振网络输出端与高频变压器TR的原边相连，高频变压器TR的副边与副边谐振网络的输入端相连；副边谐振网络的输入端与输出侧半桥三电平电路的输入端相连，输出侧半桥三电平电路的输出端与的输出侧电源相连；当能量从输入侧电源流向输出侧电源时，输入侧半桥三电平处于逆变状态，输出侧半桥三电平处于整流状态；当能量从输出侧电源流向输入侧电源时，输出侧半桥三电平处于逆变状态，输入侧半桥三电平处于整流状态。
所述半桥三电平电路包括半桥三电平桥臂、分压电路和箝位电路；
半桥三电平桥臂包括依次正向串联的第一开关管S11或S21、第二开关管S12或S22、第三开关管S13或S23、第四开关管S14或S24；第二开关管S12或S22和第三开关管S13或S23的串联中点与输入侧谐振电路相连，四个开关管各自并联一个体二极管和一个寄生电容；
分压电路包括二个电容量相等的分压电容Cp11和Cp12或Cp21和Cp22，二个分压电容Cp11和Cp12或Cp21和Cp22串联后并联在直流网侧的正、负端；
箝位电路包括正向串联的二个续流二极管D1和D2或D3和D4，第一二极管D1或D3的阴极与第一开关管S11或S21和第二开关管S12或S22的串联中点相连，第二二极管D2或D4的阳极与第三开关管S13或S23和第四开关管S14或S24的串联中点相连。
二个所述续流二极管D1和D2或D3和D4的串联中点与二个所述分压电容Cp11和Cp12或Cp21和Cp22的串联中点相连。
原边谐振电路和副边谐振回路分别为由电感和电容组成的串并联电路，原边谐振电路为原边谐振电感、原边谐振电容与折算到变压器原边的励磁电感串联组成；副边谐振电路为副边谐振电感、副边谐振电容与折算到变压器副边的励磁电感串联组成，正向和反向的工作特性相同。
本发明与现有技术相比的优点和积极效果在于：由于综合了多电平技术、谐振技术和变频技术，该变换器可以取代开关管的软开关，极大降低了开关器件的开关损耗，提高了变换器的工作效率。相比双主动全桥变换器，开关管的电压应力降低了一半，增大了输入电压和输出电压范围，更适用于高压大功率场合。该谐振变换器的正向和反向的工作特性相同，减小了控制的复杂度。同时，减小了变换器的体积，提高了变换器的功率密度。
附图说明
图1是本发明的电路图；
图2是本发明的工作波形图；
图3～图8是本发明运行时的模态等效电路图。
具体实施方式
下面将结合实施例参照附图进项详细说明：
如附图1所示，所述一种谐振变换器主要包括输入侧电源Vin，输出侧电源Vo，输入侧半桥三电平电路，输出侧半桥三电平电路，原边谐振电路，副边谐振电路和高频变压器TR组成。输入侧半桥三电平电路和输出侧半桥三电平电路，分别用于整流或逆变，具有相同的结构；原边谐振电路和副边谐振电路，用于在变换器工作时产生谐振；高频变压器TR，用于隔离和变压。输入侧半桥三电平电路的输入端与输入侧电源相连，输出端与原边谐振网络的输入端相连；原边谐振网络输出端与高频变压器的原边相连，高频变压器的副边与副边谐振网络的输入端相连；副边谐振网络的输入端与输出侧半桥三电平电路的输入端相连，输出侧半桥三电平电路的输出端与的输出侧电源相连。当能量从输入网侧流向输出网侧时，输入侧半桥三电平处于逆变状态，输出侧半桥三电平处于整流状态；当能量从输出网侧流向输入网侧时，输出侧半桥三电平处于逆变状态，输入侧半桥三电平处于整流状态。
在本发明的实施例中，参照图1，
上述半桥三电平电路，即输入侧半桥三电平电路和输出侧半桥三电平电路，分别包括半桥三电平桥臂、分压电路和箝位电路。
半桥三电平桥臂包括依次正向串联的第一开关管S11或S21、第二开关管S12或S22、第三开关管S13或S23、第四开关管S14或S24。第二开关管S12或S22和第三开关管S13或S23的串联中点与输入侧谐振电路相连，四个开关管各自并联一个体二极管和一个寄生电容；
分压电路包括二个电容量相等的分压电容Cp11和Cp12或Cp21和Cp22，二个分压电容Cp11和Cp12或Cp21和Cp22串联后并联在直流网侧的正、负端；
箝位电路包括正向串联的二个续流二极管D1和D2或D3和D4，第一二极管D1或D3的阴极与第一开关管S11或S21和第二开关管S12或S22的串联中点相连，第二二极管D2或D4的阳极与第三开关管S13或S23和第四开关管S14或S24的串联中点相连；
二个所述续流二极管D1和D2或D3和D4的串联中点与二个所述分压电容Cp11和Cp12或Cp21和Cp22的串联中点相连。
图2给出了双向对称半桥三电平谐振变换器的主要工作波形，Vgs为开关管的栅极和源极之间的电压，Vds11、Vds12、Vds13、Vds14分别为开关管S11、S12、S13和S14的漏极和源极之间的电压，电流ir为变压器一次侧电流，电流im为通过流过变压器励磁电感的电流，Ids为流过个开关关的电流，VAB和VCD分别为原边三电平半桥和副边三电平半桥的端口电平。该变换器在半个开关周期内共有六种工作模态。
运行模态1[t0,t1]：t0时刻一次侧电流ir通过S11和S12寄生二极管DS11、DS12反向流通。此时开关管S11和S12两端的电压被钳位为零，为S11和S12的零电压导通准备了条件。此时，加在A、B两点的电压为Vin/2，一次侧电流ir以正弦波形式开始反向逐渐减小，而副边开关管S21和S22的寄生二极管DS21、DS22导通，二次侧电流is从0开始增加，并将C、D两点电压箝位在Vo/2。t1时刻一次侧电流ir从负向减小到零。该模态对应的等效电路如图3所示。
运行模态2[t1,t2]：t1时刻原边开关管S11和S12导通，实现了零电压导通。一次侧电流ir以正弦波的形式从零开始正向增大。而二次侧电流is仍然通过副边寄生二极管DS21、DS22导通。此时输入侧的能量通过开关管S11和S12、变压器和二极管DS21和DS22传输到输出侧。该模态对应的等效电路如图4所示。
运行模态3[t2,t3]：t2时刻一次侧电流ir等于励磁电流im，此时二次侧电流is下降为零，副边寄生二极管DS21和DS22因为电流为零而自然关断，不存在反向恢复过程，实现了零电流关断，此时由输出端串联的电容Cp21和Cp22给负载提供能量。同时输出电容Cp21电压Vo/2不再对C、D两点箝位，L2、C2退出谐振，励磁电感Lm开始通谐振电感L1、谐振电容C1一起发生串联谐振。相对于电感L1，励磁电感Lm感抗很大，所以此时的谐振周期要比L1和C1的谐振周期大得多，故一次侧电流ir上升非常缓慢，一次侧电流ir和励磁电流im可以认为基本不变。该模态对应的等效电路如图5所示。
运行模态4[t3,t4]：t3时刻原边开关管S11关断。此时开关管S11的寄生电容CS11从0开始充电，而开关管S13的寄生电容CS13和开关管S14的寄生电容CS14从Vin/2开始放电。在保证电容充放电完全的情况下可通过参数设计最大限度减小此时一次侧电流ir，则开关管S11可近似的实现零电流关断。与谐振电容C1相比，开关管的寄生电容容值非常小，因此运行模态4是在死区时间内瞬间完成的，可认为t3＝t4。t4时刻开关管S11的寄生电容CS11电压为Vin/2，同时开关管S13的寄生电容CS13和开关管S14的寄生电容CS14电压为Vin/4。充放电完毕后A、B两点的电压由Vin/2变为0。该模态对应的等效电路如图6所示。
运行模态5[t4,t5]：此阶段，一次侧电流ir通过开关管S12和箝位二极管D1导通续流，可认为一次侧电流ir和励磁电流im基本不变。该模态对应的等效电路如图7所示。
运行模态6[t5,t6]：t5时刻关闭开关管S12，则开关管S12的寄生电容CS12开始被充电，而开关管S13的寄生电容CS13和开关管S14的寄生电容CS14继续从Vin/4开始放电。t6时刻时，开关管S12的寄生电容CS12电压为Vin/2，而开关管S13的寄生电容CS13和开关管S14的寄生电容CS14放电到电压为0，开关管S13和S14导通，实现了零电压导通。该模态对应的等效电路如图8所示。
根据上述工作过程的描述可知，该变换器的各开关器件均可以实现零电压导通和零电流关断，拓宽了开关管软开关实现的范围，减小了开关损耗，提高了系统的效率。各开关管的电压应力为输入电压或输出电压的一半，减小了电压应力。且正向和反向的工作特性相同，降低了控制的复杂度。