一种采样反馈电路及应用该电路的功率变换器的制作方法

本发明涉及电源模块领域，尤其是涉及一种采样反馈电路及应用该电路的功率变换器。

背景技术：

随着科学技术的进步，功率变换器向着高频、高效率、高功率密度方向发展，集成化已经成为电力电子技术发展的趋势。传统的正激功率变换器中，变压器和输出储能电感是由两个分立的磁件构成的，体大而笨重的磁性器件无论是在成本还是体积上都占据了电源模块的很大一部分。

基于此，磁集成技术利用正激电路中不同磁件的绕组电流及磁通耦合关系，将变压器及输出储能电感从功能及结构上集成在一个磁芯上，可以显著地减小磁材体积，从而降低电源模块成本及体积，提高功率密度。通过适当的设计还可以显著地改善输出纹波，减小输出滤波电容。

然而，不管是集成前还是集成后，为了实现恒压输出，同时保证输入与输出端的隔离，往往需要通过光电耦合器(以下简称光耦)把副边输出信号采样反馈到原边，进而进行电路控制。此种方案的缺陷在于，光耦反馈电路的体积庞大，功耗大，传输速度受限，并且工作时的电流传输比受环境温度影响，且随着使用时间出现衰减和老化。光耦的这些特性严重影响电源模块的寿命、使用场合、体积以及成本。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明所要解决的技术问题是提供一种在正激功率变换器电路中实现无光耦的采样反馈电路及包含该电路的功率变换器。

本发明为解决上述技术问题而提出的采样反馈电路技术方案如下：

一种采样反馈电路，应用于正激功率变换器，包括：采样绕组、二极管、电容、采样信号正输出端和采样信号负输出端，所述的采样信号正输出端依次经所述的二极管的阴极、所述的二极管的阳极、所述的采样绕组后连接至所述的采样信号负输出端，所述的采样电容一端连接所述的采样信号正输出端，所述的采样电容另一端连接所述的采样信号负输出端，其特征在于：所述的采样绕组集成在正激功率变换器的输出储能电感所在的磁柱上。

作为上述技术方案的改进，还包括电阻，所述的电阻与所述的电容并联。

本发明应用上述采样反馈电路的功率变换器第一种具体实施方式如下：

功率变换器包括：钳位电容cc、输出滤波电容co、主功率mos管s1、钳位mos管s2、同步整流mos管sr1和sr2，以及集成磁件；集成磁件包含一个具有三根磁柱的ee磁芯；

原边绕组绕于ee磁芯第一磁柱，一端同时连接输入电压vin正极和钳位电容cc一端，另一端同时连接钳位mos管s2源极和主功率mos管s1漏极；

副边绕组绕于ee磁芯第一磁柱，一端连接同步整流mos管sr1漏极，另一端连接同步整流mos管sr2漏极；

输出储能电感绕组绕于ee磁芯第三磁柱，一端连接同步整流mos管sr2漏极，另一端连接输出滤波电容co一端；

钳位电容cc另一端连接钳位mos管s2漏极，滤波电容co另一端连接同步整流mos管sr2源极。

优选地，主功率mos管s1与钳位mos管s2的栅极电压驱动信号互补工作，同步整流mos管sr1与sr2的栅极驱动电压信号互补工作，且主功率mos管s1与同步整流mos管sr1的栅极电压驱动信号同步工作。

本发明应用上述采样反馈电路的功率变换器第二种具体实施方式如下：

功率变换器包括：钳位电容cc、输出滤波电容co、主功率mos管s1、钳位mos管s2、同步整流mos管sr1和sr2、变压器原边绕组、变压器副边绕组，以及输出储能电感绕组；

变压器原边绕组一端同时连接输入电压vin正极和钳位电容cc一端，另一端同时连接钳位mos管s2源极和主功率mos管s1漏极；

变压器副边绕组一端连接同步整流mos管sr1漏极，另一端连接同步整流mos管sr2漏极；

输出储能电感绕组一端连接同步整流mos管sr2漏极，另一端连接输出滤波电容co一端；

钳位电容cc另一端连接钳位mos管s2漏极，滤波电容co另一端连接同步整流mos管sr2源极。

优选地，主功率mos管s1与钳位mos管s2的栅极电压驱动信号互补工作，同步整流mos管sr1与sr2的栅极驱动电压信号互补工作，且主功率mos管s1与同步整流mos管sr1的栅极电压驱动信号同步工作。

本发明的工作原理在实施例进行分析说明，在此不赘述，本发明有益效果如下：

(1)提供了一种无光耦的采样反馈电路，通过外加一个绕组，可以去除光耦实现采样反馈，并且依然能够保证输入与输出端的隔离。

(2)可以将采样电路集成在磁件中，从而进一步提高电源模块功率密度，减小环境温度影响，延长电源模块使用寿命。

附图说明

利用附图对本发明作进一步说明，但附图中的实施例不构成对本发明的任何限制，对于本领域的普通技术人员，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据以下附图获得其它的附图。

图1为本发明一种实施例的磁集成采样反馈电路示意图；

图2为图1实施例的等效电路图；

图3为本发明另一种实施例的磁集成采样反馈电路示意图；

图4为图3实施例的等效电路图；

附图中：vin为输入电压，cc为钳位电容，s1为主功率mos管，s2为钳位mos管，np为变压器原边绕组，ns为变压器副边绕组，nl为输出储能电感绕组，nf为采样绕组，绕组上点号‘·’表示同名端，sr1和sr2为副边同步整流mos管，co为输出滤波电容，ro为输出负载，vo为输出电压，df为采样信号整流二极管，cf为采样信号滤波电容，rf为采样电阻，vos为输出采样信号；cy1为第一根磁柱，cy2为第二根磁柱，cy3为第三根磁柱；l1为第一根磁柱的等效电感，l2为第二根磁柱的等效电感，l3为第三根磁柱的等效电感，l为分立磁件正激电路输出储能电感。

具体实施方式

以下结合附图所示实施例对本发明作进一步的说明。

为了去除光耦反馈电路带来的一系列弊端，提高电源模块的功率密度，节约成本，降低环境温度对产品模块性能的影响，本发明提出了一种无光耦采样反馈电路。

本发明的实施例提供的一种采样反馈电路，应用于正激功率变换器，包括：采样绕组、二极管、电容、电阻、采样信号正输出端和采样信号负输出端，采样信号正输出端依次经二极管的阴极、二极管的阳极、采样绕组后连接至采样信号负输出端，采样电容一端连接采样信号正输出端，采样电容另一端连接采样信号负输出端，电阻和电容并联、采样绕组集成在正激功率变换器的输出储能电感所在的磁柱上。

本发明的采样电阻用于产生与输出电压呈正比例关系的输出采样信号；二极管用于限定采样时区；电容用于保持输出采样信号为一个稳定电压信号；电阻依据负载情况为可选，用于采样电容放电。

第一实施例

附图1所示为本发明第一实施例的结构示意图。第一实施例为一个磁集成有源钳位正激电路，包括钳位电容cc，输出滤波电容co，主功率mos管s1，钳位mos管s2，以及同步整流mos管sr1和sr2。集成磁件包含一个具有三根磁柱的ee磁芯，所述ee磁芯包括四个绕组。原边绕组np和副边绕组ns共同绕于第一磁柱cy1，输出储能电感绕组nl和采样绕组nf共同绕于第三磁柱cy3。剩下第二磁柱cy2上没有绕组。

原边绕组np的一端连接输入电压vin正极和钳位电容cc的连接点a，另一端连接钳位mos管s2源极和主功率mos管s1漏极的连接点b。

副边绕组ns的一端连接同步整流mos管sr1的漏极于d点，另一端连接同步整流mos管sr2的漏极于c点。

输出储能电感绕组nl的一端连接副边绕组ns和同步整流mos管sr2的连接点c，另一端连接输出滤波电容co和输出负载ro的连接点e。

采样绕组nf的一端连接采样整流二极管df的阳极于f点，另一端连接输出采样信号负极和采样滤波电容cf的连接点g。

采样整流二极管df的阳极与采样绕组nf连接于f点，阴极与输出采样滤波电容cf的一端共同连接到输出采样信号的正极。

采样滤波电容cf的一端连接采样绕组nf和原边地的连接点g，另一端连接采样整流二极管df的阴极。

采样电阻rf并联在采样滤波电容cf两端，用于电容cf放电。实际电路中，采样信号vos+后一般会连接电阻，可以用于释放电容cf的能量，这种情形下，可以舍去采样电阻rf。

附图2为第一实施例的等效电路图，等效电路图的推导可以参照磁路-电路类比分析法以及磁路-电路对偶变换法得到，推导过程在这里不再赘述。

附图2等效电路连接端点的标志和附图1的电路结构示意图保持一致。其中l1为第一磁柱cy1的等效电感，l2为第二磁柱cy2的等效电感，l3为第三磁柱cy3的等效电感。

本实施例采取的控制策略为主功率mos管s1与钳位mos管s2的栅极电压驱动信号互补工作，同步整流mos管sr1与sr2的栅极驱动电压信号互补工作，且s1与sr1的栅极电压驱动信号同步工作。

本实施例采用同步整流技术，驱动方式为互补控制，其优点在于控制策略简单；当然，本实施例也可以为非互补控制，从而能提高轻载及空载效率。

因此，电路的工作过程可以分为两个阶段：

阶段一：原边的主功率mos管s1导通，钳位mos管s2截止，副边整流mos管sr1导通，整流mos管sr2截止。稳态工作时，采样绕组两端的电压vf可以表示为：

此时采样整流二极管df截止，输出采样电压vos由采样滤波电容cf供电。

阶段二：原边的主功率mos管s1截止，钳位mos管s2导通，副边整流mos管sr1截止，整流mos管sr2导通。稳态工作时，采样绕组两端的电压vf可以表示为：

此时采样整流二极管df导通，采样绕组nf给采样滤波电容充电，同时输出采样电压vos。

综合以上两个阶段可以看出，达到稳态时，采样电压vos可以表示为：

式中，nf及nl为常量，vos是一个与输出电压成正比例关系的量。

输出采样信号vos经普通非隔离驱动控制便可实现对整个电路的控制，从而实现无光耦采样反馈。

第二实施例

附图3所示为本发明的第二实施例电路示意图。第二实施例为分立磁件的有源钳位正激电路。其连接关系如下：

钳位电容cc和钳位mos管s2串联，构成有源钳位电路。钳位电容cc的一端与变压器原边绕组np、输入电压正极vin+连接于a点，另一端与钳位mos管s2的漏极相连。钳位mos管s2的源极与变压器原边绕组和主功率mos管s1的漏极连接于b点。主功率mos管s1的源极与输入电压负极vin-连接。变压器副边绕组的一端与整流mos管sr2的漏极和输出储能电感绕组nl连接于c点；变压器副边绕组的另一端与整流mos管sr1的漏极连接于d点。整流mos管sr1、sr2的源极与输出滤波电容co连接于输出负载的负极vo-。输出储能电感绕组的另一端与输出滤波电容co、输出负载ro的正极vo+连接于e点。采样绕组与输出储能电感共同绕制在一个磁柱上，采样绕组的一端与二极管df的阳极相连于g点，另一端与输出采样信号vos的负极、采样滤波电容cf连接于f点。采样整流二极管df的阴极与采样滤波电容cf共同连接到采样信号vos的正极。采样电阻rf并联在采样滤波电容cf两端。实际电路中，采样信号vos+后一般会连接电阻，可以用于释放电容cf的能量，这种情形下，可以舍去采样电阻rf。图中绕组上的点号表示同名端。其中vos-与vin-可以连接在一起，即采样信号vos可以经过普通非隔离控制电路对电路进行驱动控制。

附图4为第二实施例的等效电路图，等效电路图的推导可以参照磁路-电路类比分析法以及磁路-电路对偶变换法得到，推导过程在这里不再赘述。

附图4等效电路连接端点的标志和附图3的电路结构示意图保持一致。其中l为输出电感绕组的等效电感。

本实施例采取的控制策略还是主功率mos管s1与钳位mos管s2的栅极电压驱动信号互补工作，同步整流mos管sr1与sr2的栅极驱动电压信号互补工作，且s1与sr1的栅极电压驱动信号同步工作。

与第一实施例类似，第二实施例电路的工作过程可以分为两个阶段，具体工作过程及原理此处不再赘述。

类似地，采样电压vos可以表示为：

式中，nf及nl为常量，vos是一个与输出电压成正比例关系的量。

输出采样信号vos经普通非隔离驱动控制便可实现对整个电路的控制，从而实现无光耦采样反馈。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本申请的发明构思，并不用以限制本发明，对于本技术领域的普通技术人员来说，凡在不脱离本发明原理的前提下，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。