控制电路、谐振变换器及集成电路控制芯片的制作方法

本发明涉及电力电子技术，具体涉及功率变换技术，更具体地，涉及一种控制电路和应用其的谐振变换器。

背景技术：

谐振变换器相较于传统的开关变换器具有低开关损耗，高转换效率以及高功率密度等优势。谐振变换器常采用频率控制和电荷控制两种控制方式。当采用频率控制时，由于带宽有限谐振变换器的动态响应较差，影响系统性能。电荷控制方式直接对输入电荷和输出功率进行控制，简化了环路结构，有利于环路补偿设计，能够达到较高的带宽。如图1所示，为一个常用的谐振变换器，其包括位于输入电压vin和地gnd之间的晶体管q1和q2，晶体管q1和q2由控制电路10驱动。晶体管q1和q2的公共连接点hb连接至包括串联连接的谐振电容cr，电感ls和另一电感器lp的谐振模块11。电感器lp并联耦合至具有中间抽头次级的变压器12。变压器12的两个次级绕组连接至二极管d1和d2的阳极，二极管d1和d2的阴极均连接至输出电容cout和输出电阻rout的并联电路。谐振变换器的输出电压位于所述并联电路的两端，输出电流iout流经所述并联电路。处于控制电路10之外的电容c1和电容c2形成分压器，并与谐振电容cr并联，用以采样谐振电容cr的电压，从而得到表征输入电荷的采样电压vr以对输出功率进行控制。在其他实现方式中，所述分压器也可用电阻代替。

在这种控制电路中，一方面，分压器增加了谐振变换器外围器件的数目，导致集成芯片的体积和成本增加；另一方面，由于外围器件较多，通过所述分压器对输入电荷采样容易受到外部器件的干扰，会影响采样电压的精度。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明实施例提供了一种控制电路和应用其的谐振变换器，通过在控制电路的内部集成体积较小的电容，省去外围器件中体积较大的分压电容或分压电阻，节省了外围器件数目，同时提高对输入电荷的采样精度。

根据本发明实施例的第一方面，提供一种控制电路，用于控制谐振变换器，包括：

电荷反馈电路，用于采样流经谐振电路的谐振电流并转换为积分电流，同时对所述积分电流积分产生电荷反馈信号；

所述控制电路根据所述电荷反馈信号和表征输出信号误差信息的第一阈值信号控制所述谐振变换器实现能量转换。

优选地，所述积分电流小于所述谐振电流。

优选地，所述电荷反馈电路包括电流采样电路和电容器，其中

所述电流采样电路的输入端与所述谐振电路耦接，以产生与所述谐振电流呈相同趋势变化的积分电流；

所述电容器根据所述积分电流进行充放电以产生所述电荷反馈信号。

优选地，所述控制电路控制所述谐振变换器中开关电路产生周期性方波，以驱动所述谐振电路。

优选地，所述开关电路包括至少一个半桥。

优选地，所述电荷反馈电路在至少半个开关周期内采样所述谐振电流以产生所述电荷反馈信号。

优选地，所述控制电路还包括：

比较电路，用于比较所述电荷反馈信号和所述第一阈值信号，产生复位信号；

当所述电荷反馈信号上升至所述第一阈值信号时，所述复位信号有效，所述控制电路控制开关电路产生的周期性方波电压由相应于输入电压的高电压切换到相应于参考地的低电压。

优选地，所述电荷反馈电路仅在半个开关周期内采样所述谐振电流。

优选地，所述第一阈值信号为误差信号，所述误差信号表征谐振变换器的输出信号与期望输出信号之间的误差信息。

优选地，当所述复位信号有效时，所述电荷反馈信号被箝位至固电平

优选地，所述比较电路同时将所述电荷反馈信号和第二阈值信号进行比较，产生置位信号；

当所述电荷反馈信号下降至所述第二阈值信号时，所述置位信号有效，所述周期性方波电压由所述相应于参考地的低电压切换至所述相应于输入电压的高电压。

优选地，所述电荷反馈电路在整个开关周期内采样所述谐振电流。

优选地，在所述谐振电流的两个相邻过零点分别对应所述电荷反馈信号的最小值和最大值，其中所述最大值大于所述第一阈值信号，所述最小值小于所述第二阈值信号。

优选地，所述第一阈值信号为误差信号和表征谐振变换器的输入电压的输入反馈信号之和，所述第二阈值信号为所述误差信号和所述输入反馈信号之差，其中所述误差信号表征谐振变换器的输出信号与期望输出信号之间的误差信息。

优选地，在所述谐振电流的两个相邻过零点分别对应所述电荷反馈信号的最小值和最大值，其中所述最大值大于所述第一阈值信号，所述最小值小于所述第二阈值信号。

根据本发明实施例的第二方面，提供一种谐振变换器，包括：

如第一方面所述的控制电路，还包括：

开关电路，包括至少一个半桥；

变压器，包括初级绕组和至少一个次级绕组；

谐振电容和谐振电阻，与所述初级绕组串联连接以构成谐振电路；

输出反馈电路，与所述谐振变换器的输出端连接以产生表征输出信号误差信息的误差信号；

所述控制电路的第一输入端耦接至所述谐振电阻的一端，第二输入端接收所述误差信号，输出端耦接至所述开关电路；

所述控制电路根据所述误差信号和电荷反馈信号控制所述开关电路产生周期性方波电压，以驱动所述谐振电路。

优选地，所述谐振变换器还包括输入反馈电路，与所述谐振变换器的输入端连接以产生输入反馈信号，所述控制电路的第三输入端接收所述输入反馈信号，所述控制电路根据所述误差信号和输入反馈信号产生所述第一阈值信号和第二阈值信号。

根据本发明实施例的第三方面，提供一种集成电路控制芯片，包括：

电荷反馈电路，通过所述集成控制芯片至少一个第一引脚耦接至谐振变换器的谐振电路，用于采样所述谐振电路的谐振电流并转换为积分电流，以及对所述积分电流进行积分产生电荷反馈信号；

所述集成控制芯片根据所述电荷反馈信号和表征输出信号误差信息的第一阈值信号控制所述谐振变换器实现能量转换。

优选地，所述积分电流小于所述谐振电流。

优选地，所述电荷反馈电路包括电流采样电路和电容器，其中

所述电流采样电路的输入端通过所述第一引脚与所述谐振电路耦接，以产生与所述谐振电流呈相同趋势变化的积分电流；

所述电容器根据所述积分电流进行充放电以产生所述电荷反馈信号，其中所述电容器位于所述集成电路控制芯片之内。

优选地，所述集成电路控制芯片还包括：

比较电路，用于比较所述电荷反馈信号和所述第一阈值信号，产生复位信号；

当所述电荷反馈信号上升至所述第一阈值信号时，所述复位信号有效，所述控制电路控制开关电路产生的周期性方波电压由相应于输入电压的高电压切换到相应于参考地的低电压。

优选地，所述第一阈值信号为表征输出信号与期望输出信号之间误差信息的误差信号，其中所述集成电路控制芯片通过第二引脚接收所述误差信号。

优选地，当所述复位信号有效时，所述电荷反馈信号被箝位至固定电平。

优选地，所述比较电路同时将所述电荷反馈信号和第二阈值信号进行比较，产生置位信号；

当所述电荷反馈信号下降至所述第二阈值信号时，所述置位信号有效，所述周期性方波电压由所述相应于参考地的低电压切换至所述相应于输入电压的高电压。

优选地，所述集成电路控制芯片通过第二引脚接收表征输出信号与期望输出信号之间误差信息的误差信号，并通过第三引脚接收表征输入电压的输入反馈信号，并根据所述误差信号和所述输入反馈信号之和生成所述第一阈值信号，根据所述误差信号和所述输入反馈信号之差生成所述第二阈值信号。

与现有技术相对，本发明中谐振变换器的电荷控制方式通过在控制电路中内置电容器，并直接对谐振电流进行采样和转化，以产生表征输入电荷的电荷反馈信号，实现对谐振变换器的电荷控制。控制电路根据采样周期的不同将电荷反馈信号和不同的阈值信号进行比较，以产生用于控制开关电路的驱动信号，实现对谐振变换器的控制。一方面，本发明中谐振变换器减少了外围器件，节省了芯片体积和成本；另一方面，本发明中的电荷控制方式不需要采样谐振电容的电压，避免了采样输入电荷时外部器件的干扰，提高了对输入电荷的采样精度。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1是常用的谐振变换器的电路图；

图2是本发明实施例的带有控制电路的谐振变换器的电路图；

图3是本发明第一实施例的控制电路的电路图；

图4是本发明采用第一实施例控制电路的谐振变换器的工作波形图；

图5是本发明第二实施例的控制电路的电路图；

图6是本发明采用第二实施例控制电路的谐振变换器的工作波形图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

图2是本发明实施例的带有控制电路的谐振变换器的电路图。如图2所示，本实施例的谐振变换器2包括开关电路20，开关电路20包括至少一个半桥，该半桥包括位于输入电压vin和参考地gnd之间的至少第一晶体管q1和第二晶体管q2。开关电路20由控制电路21控制产生周期性方波电压vhb。开关电路20用于驱动谐振电路22。谐振电路22包括串联连接至晶体管q1和q2的公共连接点hb的电感ls，另一电感器lp，谐振电容cr和谐振电阻r。谐振电阻r的第一端连接至谐振电容cr，第二端连接至参考地gnd。电感器lp并联耦合至具有中间抽头次级的变压器23。变压器23的两个次级绕组连接至二极管d1和d2的阳极，二极管d1和d2的阴极均连接至输出电容cout和输出电阻rout的并联电路。谐振变换器2的输出电压vout位于所述并联电路的两端，输出电流iout流经所述并联电路。输出电压反馈电路24连接至谐振变换器2的输出端，用于对输出电压采样以产生表征输出信号误差信息的误差信号vvc。控制电路21的第一输入端连接至谐振电路22以采样谐振电流，第二输入端接收表征输出信号与期望输出信号之间误差信息的误差信号vvc，输出端连接至开关电路。控制电路21根据误差信号vvc和表征输入电荷大小的电荷反馈信号控制开关电路产生周期性方波电压vhb，以驱动谐振电路22。

控制电路21包括电荷反馈电路21a。电荷反馈电路21a连接至谐振电阻r的第一端，以采样流经谐振电路的谐振电流并转换为积分电流，同时对所述积分电流积分产生电荷反馈信号vch。控制电路21根据电荷反馈信号vch和误差信号vvc控制谐振变换器2实现能量转换。电荷反馈电路21a包括集成在同一硅衬底中的电流采样电路201和电容器c。在一个开关周期内，电流采样电路201在至少半个开关周期内采样流经谐振电路22的谐振电流ir。电流采样电路201通过复用谐振电阻r采样谐振电阻r的端电压vr，用以将谐振电流ir转化为较小的积分电流，其中所述积分电流和谐振电流ir具有相同的变化趋势。电容器c与电流采样电路201的输出端连接，所述积分电流对电容器c进行充电或放电，以在其端子处产生电荷反馈信号vch，其中电荷反馈信号vch表征谐振电路22中输入电荷的大小。应理解，本实施例中电流采样电路通过复用谐振电阻采样流经谐振电路的谐振电流，其他能够实现上述功能的电路结构均可用于本实施例中。

控制电路21还包括比较电路202。比较电路202通过比较电荷反馈信号vch和表征谐振变换器输出信号误差信息的第一阈值信号，以控制驱动电路203产生互补的驱动信号hg和lg,其中所述第一阈值信号根据误差信号vvc产生。驱动信号hg和lg控制晶体管q1和q2导通和关断，产生周期性方波电压vhb以驱动谐振电路22。周期性方波电压vhb的范围从相应于输入电压vin的高电压至相应于参考地gnd的低电压。

输出反馈电路24连接至谐振变换器的输出端，用以采样输出信号，并通过隔离耦合器将输出信号和期望输出信号之间的误差信息的误差信号vvc传递给比较电路202，例如隔离耦合器可以为光耦。

上述电荷反馈电路21a，比较电路202和驱动电路203集成在同一集成电路控制芯片中，所述集成电路控制芯片的第一输入引脚连接至谐振电路22，第二输入引脚用于接收误差信号vvc。作为一个替代实施例，所述集成电路控制芯片还包括第三输入引脚，用于接收表征谐振变换器的输入电压的输入反馈信号。

图3是本发明第一实施例的控制电路的电路图。与图2中电路结构相同的元件具有相同的附图标记。在一个开关周期内，控制电路21仅在半个开关周期内采样流经谐振电路22的谐振电流ir并产生电荷反馈信号vch。如图3所示，电流采样电路201包括压控电流源30，开关k1和反相器31。压控电流源30的第一控制端接收采样电压vr，第二控制端连接至参考地。压控电流源30受控于采样电压vr产生积分电流ich，其中积分电流ich跟随谐振电流ir变化，但是小于谐振电流ir。开关k1包括连接至电容器c第一端的第一端，第二端连接至参考地。电容器c的第一端连接至压控电流源30的输出端，第二端连接至参考地。开关k1还包括控制端，受控于驱动信号hg或驱动信号lg。当开关k1关断时，电容器c对积分电流ich进行积分，在其端子处产生电荷反馈信号vch。当开关k1导通时，电容器c的第一端连接至所述参考地，将电荷反馈信号vch箝位在低电平，不再对积分电流ich进行积分。本实施例中，当开关k1导通时，电容器c的第一端连接至参考地，将电荷反馈信号vch箝位在低电平。应理解，在本实施例中，电流采样电路通过在半个开关周期内控制开关k1的导通和关断，以控制采样谐振电流的时间。应理解，在不同的实现方式中，其他能够实现上述功能的电路结构均可用于本实施例中。例如，开关k1的第二端可以连接至一个固定电平，固定电平可以被选为正电平或负电平。

本实施例中，电容器c的控制端连接至反相器31的输出端，反相器31的输入端接收驱动信号hg，因此电容器c仅在驱动信号hg为高电平期间产生电荷反馈信号vch，当驱动信号hg为低电平时，开关k1导通，电荷反馈信号被箝位在参考地。作为一种替代实施例，开关k1的控制端直接接收驱动信号lg可以实现相同的功能，同时省去了反相器，应理解，开关k1的控制可以有多种实现方式，能实现相同功能的控制方式均适用于本实施例。

比较电路202的一个输入端(例如，正相输入端)接收电荷反馈信号vch，另一个输入端(例如，反相输入端)接收所述第一阈值信号，其中本实施例中所述第一阈值信号为误差信号vvc。当电荷反馈信号vch上升至误差信号vvc，比较电路202产生有效的复位信号res，驱动电路203根据复位信号res控制驱动信号hg由有效电平切换为无效电平，控制驱动信号lg由无效电平切换为有效电平，开关电路20产生的周期性方波电压vhb由相应于输入电压vin的高电压切换至相应于参考地gnd的低电压，并且控制电路21将电荷反馈信号vch箝位至低电压，直到下一个周期。控制电路21通过计时电路对电流采样电路201的采样过程计时并产生计时基准，驱动电路203控制晶体管q1关断时间等于计时基准，并控制晶体管q2的导通时间等于所述计时基准，以此循环，谐振变换器实现能量转换。

图4是本发明采用第一实施例控制电路的谐振变换器的工作波形图。如图4所示，在t0时刻，驱动信号hg为高电平，驱动信号lg为低电，晶体管q1导通，晶体管q2关断。开关电路产生高电压的周期性方波vhb以驱动谐振电路。控制电路仅在驱动信号hg为高电平期间采样谐振电流，并产生表征输入电荷大小的电荷反馈信号vch。采样电压vr跟随谐振电流周期性变化。电流采样电路根据采样电压vr产生积分电流，并对电容器c进行充放电，以在其端子处产生电荷反馈信号vch。

在t1时刻，电荷反馈信号vch上升至误差信号vvc，控制电路产生有效的复位信号，驱动信号hg由高电平切换为低电平，驱动信号lg由低电平切换为高电平，晶体管q1关断，晶体管q2导通，周期性方波电压vhb由相应于输入电压vin的高电压切换为相应于参考地gnd的低电压，并且电荷反馈信号vch被箝位在低电平，不再随谐振电流的大小变化。控制电路控制晶体管q1的关断时间等于导通时间，并控制晶体管q2的导通时间等于关断时间。

在t2时刻，驱动信号hg由低电平切换为高电平，驱动信号lg由高电平切换为低电平，开关电路产生的周期性方波电压vhb由低电压切换至高电压，控制电路采样谐振电流并开始产生电荷反馈信号vch。

在t3时刻，谐振变换器的负载增大，误差信号vvc增大△v，晶体管q1的导通时间延长。直到t4时刻，电荷反馈信号vch上升至增加后的误差信号vvc，控制电路再次产生有效的复位信号，驱动电路控制驱动信号hg由高电平切换为低电平，同时控制驱动信号lg由低电平切换为高电平，晶体管q1关断，晶体管q2导通，周期性方波vhb由高电压切换为低电压，电荷反馈信号vch被再次箝位在低电平，以此循环。

图5是本发明第二实施例的控制电路的电路图。与图2中电路结构相同的元件具有相同的附图标记。在一个开关周期内，控制电路21在整个开关周期内采样流经谐振电路22的谐振电流ir并产生电荷反馈信号vch。如图5所示，电流采样电路201包括压控电流源50。比较电路202包括第一比较器cm1和第二比较器cm2。压控电流源50和电容器c的连接方和功能与第一实施例相同，在此不再赘述。

第一比较器cm1的第一输入端(例如，正相输入端)接收电荷反馈信号vch，第二输入端(例如，反相输入端)接收第一阈值信号vth1，当电荷反馈信号vch上升至第一阈值信号时vth1，第一比较器cm1输出有效的复位信号res，开关电路20产生的周期性方波电压vhb由相应于输入电压vin的高电压切换为相应于参考地gnd的低电压。第二比较器cm2的第一输入端(例如，正相输入端)接收第一阈值信号vth2，第二输入端(例如，反相输入端)接收电荷反馈信号vch，当电荷反馈信号vch下降到小于第一阈值信号vth1时，第二比较器cm2输出有效的置位信号se，开关电路20产生的周期性方波电压vhb由相应于参考地gnd的低电压切换为相应于输入电压vin的高电压。比较电路202通过设置两个阈值信号控制电荷反馈信号vch的变化范围，以控制谐振变换器满足负载的需求，实现能量的传递，其中第一阈值信号vth1和第二阈值信号vth2均和误差信号vvc相关，并可以表征误差信号vvc的变化。在一种实施例中，第一阈值信号vth1为误差信号vvc和表征输入电压的输入反馈信号vcm之和，第二阈值信号vth2为误差信号vvc和所述输入反馈信号vcm之差，其中输入反馈信号通过采样电路对谐振变换器的输入电压进行采样可以得到，用于给误差信号vvc提供直流偏置电压，使得电荷反馈信号在一个预定范围内变化。应理解，在本实施例中，控制电路通过误差信号和输入反馈信号的运算设置两个阈值信号，以控制输入电荷满足输出需求，其他能够实现上述功能的电路结构均可用于本实施例中。例如第一阈值信号和第二阈值信号可以通过固定电压源给所述误差信号提供一个偏置电压进行设定，以满足应用需求。

本实施中驱动电路203包括rs触发器。rs触发器的置位端s接收置位信号se，复位端r接收复位信号res，以产生控制开关电路的驱动信号hg和lg。应理解，为了增强驱动能力，驱动电路203还可以在rs触发器的输出端和开关电路中晶体管的控制端之间增加逻辑电路或其他形式电路，以更好地控制开关电路。

图6是采用本发明第二实施例控制电路的谐振变换器的工作波形图。

在t0时刻，驱动信号hg为高电平，驱动信号lg为低电平，晶体管q1导通，晶体管q2关断，开关电路产生高电压的周期性方波vhb以驱动谐振电路。控制电路在整个开关周期内采样谐振电流并产生电荷反馈信号vch。

在t1时刻，电荷反馈信号vch上升至第一阈值信号vth1，控制电路产生有效的复位信号，同时控制驱动信号hg由高电平切换为低电平，控制驱动信号lg由低电平切换为高电平，开关电路产生的周期性方波vhb由高电压切换为低电压。在t1-t2时刻之间，由于谐振电路本身的特性，采样电压vr逐渐下降，并经过过零点下降为负值，使得电荷反馈信号vch在采样电压vr的过零点上升至最大值，然后从最大值开始下降。

在t2时刻，电荷反馈信号vch下降至第二阈值信号vth2，控制电路产生置位信号，同时控制驱动信号hg由低电平切换为高电平，控制驱动信号lg由高电平切换为低电平，开关电路产生的周期性方波vhb由低电压切换为高电压。在t2-t3时刻之间，由于谐振电路本身的特性，采样电压vr从负值开始逐渐上升，并经过过零点上升为正值，使得电荷反馈信号vch在采样电压vr的过零点下降至最小值，然后从最小值开始上升。采样电压vr的过零点对应谐振电流的过零点。综上所述，控制电路通过第一阈值信号vth1和第二阈值信号vth2控制电荷反馈信号vch在一定范围内变化，并且在谐振电流的两个相邻过零点分别对应电荷反馈信号vch的最小值和最大值，其中最大值大于第一阈值信号vth1，所述最小值小于第二阈值信号vth2。

在t3时刻，谐振变换器的负载增大，误差信号vvc增大△v，使得第一阈值信号vth1相应增大△v，第一阈值信号vth2相应减小△v。控制电路控制晶体管q1的导通时间延长。直到t4时刻，电荷反馈信号vch上升至增加后的误差信号vvc，控制电路再次产生复位信号，驱动电路控制驱动信号hg由高电平切换为低电平，同时控制驱动信号lg由低电平切换为高电平，晶体管q1关断，晶体管q2导通，周期性方波vhb由高电压切换为低电压，电荷反馈信号vch上升至最大值之后再次开始下降，以此循环。

本发明实施例的技术方案通过在控制电路中内置电容器，并直接对谐振电流进行采样和转化，以产生表征输入电荷的电荷反馈信号，实现对谐振变换器的电荷控制。控制电路根据采样周期的不同将电荷反馈信号和不同的阈值信号进行比较，以产生用于控制开关电路的驱动信号，实现对谐振变换器的控制。一方面，本发明中谐振变换器减少了外围器件，节省了芯片体积和成本；另一方面，本发明中的电荷控制方式不需要采样谐振电容的电压，提高了对输入电荷采样的精度。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。