负载驱动装置、制冷循环应用设备及空调机的制作方法

本发明涉及驱动电动机等负载的负载驱动装置、具备负载驱动装置的制冷循环应用设备、以及具备制冷循环应用设备的空调机。

背景技术：

一般而言，在负载驱动装置中设置有平滑电容器。在下述专利文献1中记载了关于负载驱动装置的动作，可能产生平滑电容器的带电为负的状态、即平滑电容器的电压成为负电压的状态。

若平滑电容器产生负电压，则有可能造成平滑电容器的寿命降低、与平滑电容器连接的设备发生误动作等不良影响。在专利文献1中，通过在平滑电容器的两端反向并联地连接二极管，抑制平滑电容器的负电压的施加量使其不超过二极管的正向电压下降量。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2013-240274号公报

技术实现要素：

发明所要解决的课题

然而，在专利文献1的技术中，由于需要在平滑电容器的两端连接二极管，因此存在部件数量增加的课题。另外，专利文献1的技术是抑制平滑电容器的负电压的施加量使其不超过二极管的正向电压下降量的技术，容许平滑电容器的电压成为负电压。即，专利文献1的技术不是防止平滑电容器的电压成为负电压的技术。

本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于得到一种负载驱动装置，能够在不设置附加的部件的情况下防止平滑电容器的电压成为负电压。

用于解决课题的手段

为了解决上述课题，实现目的，本发明的负载驱动装置具备平滑电容器、逆变器和控制部，向负载供给交流电力来驱动负载。逆变器具备2个以上的将上臂开关元件和下臂开关元件串联连接的支路，将平滑电容器中蓄积的直流电力转换为交流电力。控制部控制逆变器，并且进行用于防止平滑电容器的电压成为负电压的电压降低抑制控制。控制部在平滑电容器的电压高于第一电压与第二电压之和的状态时停止对负载的动力运行控制。此外，第一电压是指以上臂开关元件的第一端子为基准、上臂开关元件的第二端子与上臂开关元件的第一端子之间的电位差。另外，第二电压是指以与上臂开关元件相同的支路中的下臂开关元件的第一端子为基准、下臂开关元件的第二端子与下臂开关元件的第一端子之间的电位差。

发明效果

根据本发明的负载驱动装置，起到能够在不设置附加的部件的情况下防止平滑电容器的电压成为负电压的效果。

附图说明

图1是表示实施方式1的负载驱动装置的结构例的电路图。

图2是图1所示的整流部的局部放大图。

图3是图1所示的逆变器的局部放大图。

图4是表示图1所示的控制部的详细结构的框图。

图5是表示实现实施方式1中的控制部的控制系统的功能的硬件结构的一例的框图。

图6是表示实现实施方式1中的控制部的控制系统的功能的硬件结构的其他例子的框图。

图7是用于说明图1的负载驱动装置中的失去电源时的动作的时序图。

图8是表示实施了图7所示的动作时的各种波形例的图。

图9是图8中由双箭头表示的区间的局部放大图。

图10是用于说明在实施方式1中视为问题的负电压的产生机理的图。

图11是用于说明产生了负电压的情况下的对图1所示的平滑电容器的影响的图。

图12是用于说明产生了负电压的情况下的对图1所示的控制电源生成部的影响的图。

图13是用于说明实施方式1中的电压降低抑制控制的动作的流程图。

图14是表示实施方式1中的电压降低抑制控制部的结构例的框图。

图15是用于说明图14所示的电压降低抑制控制部的电路动作的第一时序图。

图16是用于说明图14所示的电压降低抑制控制部的电路动作的第二时序图。

图17是用于说明电压降低抑制控制部进行图15所示的动作时的电流路径的图。

图18是用于说明电压降低抑制控制部进行图16所示的动作时的电流路径的图。

图19是表示实施方式2的负载驱动装置的结构例的电路图。

具体实施方式

以下，参照附图，对本发明的实施方式的负载驱动装置、制冷循环应用设备以及空调机进行详细说明。此外，本发明并不由以下所示的实施方式限定。

实施方式1

图1是表示实施方式1的负载驱动装置100的结构例的电路图。图2是图1所示的整流部20的局部放大图。图3是图1所示的逆变器40的局部放大图。

如图1所示，实施方式1的负载驱动装置100构成为，将从作为单相电源的交流电源10输出的交流电压暂时转换为直流电压，在负载驱动装置100的内部再次转换为交流电压，驱动作为负载的一例的永久磁铁同步电动机50。永久磁铁同步电动机50能够应用于制冷循环应用设备所具备的压缩机电动机。

如图1所示，负载驱动装置100具备整流部20、平滑电容器30、电压检测器80、控制电源生成部90、逆变器40、控制部60以及电流检测器82。整流部20和逆变器40通过直流母线25a、25b电连接。平滑电容器30及控制电源生成部90连接在高电位侧的直流母线25a与低电位侧的直流母线25b之间。

整流部20对从交流电源10输出的交流电压进行整流并将其转换为直流电压。交流电压和直流电压也可以分别改称为“交流电力”和“直流电力”。

如图2所示，整流部20具备支路20a和支路20b，在该支路20a中，上臂元件ucp和下臂元件ucn串联连接，在该支路20b中，上臂元件vcp和下臂元件vcn串联连接。支路20a和支路20b相互并联连接。

在图2中，例示了上臂元件ucp、vcp以及下臂元件ucn、vcn为金属氧化膜半导体场效应晶体管(metal-oxide-semiconductorfield-effecttransistor：mosfet)的情况。上臂元件ucp包括晶体管20a和与晶体管20a反向并联连接的二极管20b。对于其他的上臂元件vcp以及下臂元件ucn、vcn也是同样的结构。反向并联是指，二极管的阳极侧与相当于mosfet的源极的第一端子连接，二极管的阴极侧与相当于mosfet的漏极的第二端子连接。

在上臂元件ucp、vcp以及下臂元件ucn、vcn的晶体管20a为mosfet的情况下，反向并联连接的二极管20b能够利用mosfet自身在内部具有的寄生二极管。寄生二极管也被称为体二极管。若利用寄生二极管，则不需要单独的二极管，因此能够削减部件数量，从而成本降低。

另外，在上臂元件ucp、vcp以及下臂元件ucn、vcn的晶体管20a为mosfet的情况下，上臂元件ucp、vcp以及下臂元件ucn、vcn中的至少1个也可以由碳化硅、氮化镓类材料或者金刚石这样的宽带隙半导体形成。作为宽带隙半导体，能够例示碳化硅(sic)、氮化镓(gan)、氧化镓(ga2o3)以及金刚石等。

一般而言，宽带隙半导体与硅半导体相比，耐电压及耐热性高。因此，若上臂元件ucp、vcp以及下臂元件ucn、vcn中的至少1个使用由宽带隙半导体形成的mosfet，则能够享受耐电压性以及耐热性的效果。

上臂元件ucp、vcp以及下臂元件ucn、vcn也可以代替mosfet而使用例如绝缘栅双极晶体管(insulatedgatebipolartransistor：igbt)。此外，由于在igbt中不形成寄生二极管，因此在使用igbt的情况下，反向并联连接的二极管20b是必需的。

另外，在图2中，上臂元件ucp、vcp以及下臂元件ucn、vcn由同种元件构成，但并不限定于该结构。例如，也可以是，在2个支路20a、20b中，各自的上臂元件设为开关元件，各自的下臂元件设为二极管。另外，也可以是，在2个支路20a、20b中，任一方的支路的上臂元件和下臂元件设为开关元件，另一方的支路的上臂元件和下臂元件设为二极管。

上臂元件ucp和下臂元件ucn的连接点22与交流电源10的一端连接，上臂元件vcp和下臂元件vcn的连接点23与交流电源10的另一端连接。在整流部20中，连接点22、23形成交流端子。

图1和图2是具备2个上臂元件和下臂元件串联连接的支路的结构，但该结构与作为单相电源的交流电源10匹配。在交流电源10为三相电源的情况下，整流部20也设为与三相电源对应的结构。具体而言，采用具备3个上臂元件和下臂元件串联连接的支路的结构。此外，在交流电源10为单相电源和三相电源中的任一个的情况下，也可以是1个支路由多对上下臂元件构成。

返回图1，继续说明负载驱动装置100。由整流部20转换后的直流电力被蓄积于平滑电容器30。

平滑电容器30的一例是铝电解电容器。铝电解电容器由于单位尺寸的静电电容大，因此能够减小相对于蓄电容量的部件尺寸。因此，铝电解电容器适合于装置的小型化。此外，在静电电容大的情况下，有时流过交流电源10的高次谐波电流变大。在高次谐波电流成为问题的情况下，也可以代替铝电解电容器而使用薄膜电容器。一般而言，薄膜电容器的寿命比铝电解电容器的寿命长。另外，为了进一步抑制高次谐波电流以及改善功率因数，也可以在交流电源10与平滑电容器30之间插入电抗器。

向控制电源生成部90施加直流母线25a、25b间的电压。以下，将直流母线25a、25b间的电压适当地称为“母线电压”。控制电源生成部90对母线电压进行降压，生成用于使控制部60、电压检测器80等工作的电源电压。

向逆变器40施加母线电压。逆变器40通过直流母线25a、25b将平滑电容器30中蓄积的直流电力转换为交流电力，将转换后的交流电力供给到作为负载的永久磁铁同步电动机50。

如图3所示，逆变器40具备：上臂开关元件up和下臂开关元件un串联连接的支路40a；上臂开关元件vp和下臂开关元件vn串联连接的支路40b；以及上臂开关元件wp和下臂开关元件wn串联连接的支路40c。支路40a、支路40b和支路40c相互并联连接。

在图3中，例示了上臂开关元件up、vp、wp以及下臂开关元件un、vn、wn为mosfet的情况。上臂开关元件up包括晶体管40a和与晶体管40a反向并联连接的二极管40b。对于其他的上臂开关元件vp、wp以及下臂开关元件un、vn、wn也是同样的结构。反向并联是指，与整流部20的情况同样地，二极管的阳极侧与相当于mosfet的源极的第一端子连接，二极管的阴极侧与相当于mosfet的漏极的第二端子连接。

此外，图3是具备3个上臂开关元件和下臂开关元件串联连接的支路的结构，但并不限定于该结构。支路的数量也可以为4个以上。另外，图1和图3的电路结构与作为负载的一例的三相的永久磁铁同步电动机50匹配。在负载为单相电动机的情况下，逆变器40也设为与单相电动机对应的结构。具体而言，采用具备2个上臂开关元件和下臂开关元件串联连接的支路的结构。此外，在负载为单相电动机和三相电动机中的任一个的情况下，也可以是1个支路由多对上下臂开关元件构成。

在上臂开关元件up、vp、wp以及下臂开关元件un、vn、wn的晶体管40a为mosfet的情况下，反向并联连接的二极管40b能够利用mosfet自身在内部具有的寄生二极管。若利用寄生二极管，则不需要单独的二极管，因此能够削减部件数量，从而成本降低。

另外，在上臂开关元件up、vp、wp以及下臂开关元件un、vn、wn的晶体管40a为mosfet的情况下，上臂开关元件up、vp、wp以及下臂开关元件un、vn、wn中的至少1个也可以由碳化硅、氮化镓类材料或者金刚石这样的宽带隙半导体形成。

一般而言，宽带隙半导体与硅半导体相比，耐电压及耐热性高。因此，若上臂元件ucp、vcp以及下臂元件ucn、vcn中的至少1个使用由宽带隙半导体形成的mosfet，则能够享受耐电压性以及耐热性的效果。

上臂开关元件up和下臂开关元件un的连接点42与永久磁铁同步电动机50的第一相(例如u相)连接，上臂开关元件vp和下臂开关元件vn的连接点43与永久磁铁同步电动机50的第二相(例如v相)连接，上臂开关元件wp和下臂开关元件wn的连接点44与永久磁铁同步电动机50的第三相(例如w相)连接。在逆变器40中，连接点42、43、44形成交流端子。

返回图1，继续说明负载驱动装置100。永久磁铁同步电动机50由从逆变器40供给的电力驱动。永久磁铁同步电动机50是负载的一例，只要是产生再生电力的结构的电动机，就能够成为本实施方式中所说的负载。

下面，参照图1和图4对以用于控制逆变器40的控制部60为中心的控制系统的结构及概略的动作进行说明。图4是表示图1所示的控制部60的详细结构的框图。

电压检测器80检测母线电压。在图1的结构的情况下，母线电压是向逆变器40的输入电压，也是平滑电容器30的电压。以下，将平滑电容器30的电压适当地称为“电容器电压”。由电压检测器80检测出的电容器电压的检测值vdc被输入到控制部60。

电流检测器82检测在逆变器40与永久磁铁同步电动机50之间的各相流动的相电流。以下，将该相电流适当地称为“电动机电流”。由电流检测器82检测出的电动机电流的检测值iu、iv、iw被输入到控制部60。

控制部60基于电容器电压的检测值vdc和电动机电流的检测值iu、iv、iw，生成用于使逆变器40工作或停止的信号。在图1中，将该信号标记为“cs”。具体而言，信号cs存在用于对永久磁铁同步电动机50进行动力运行控制的脉冲宽度调制(pulsewidthmodulation：pwm)信号的情况和用于使永久磁铁同步电动机50的旋转停止的停止信号的情况。

在此，“动力运行”是指从逆变器40向永久磁铁同步电动机50供给电力的状态，“动力运行控制”是使永久磁铁同步电动机50成为动力运行状态的控制。例如在电动机加速时，旋转速度和转矩为相同符号，是动力运行状态。另外，动力运行的反义词为“再生”。再生是指永久磁铁同步电动机50所保持的旋转能量流入逆变器40的状态。例如在电动机减速时，旋转速度和转矩为不同符号，变为再生状态。

此外，在图1中，采用了电流检测器82检测在逆变器40与永久磁铁同步电动机50之间流动的相电流的结构，但并不限定于此。也可以采用在逆变器40中的下臂开关元件与低电位侧的直流母线25b之间设置电阻，通过测量电阻的两端电压来检测电流的结构。

如图4所示，控制部60具备第一坐标转换部61、电动机速度推定部62、电动机控制部63、积分器64、第二坐标转换部65、驱动信号生成部66、以及电压降低抑制控制部67。

第一坐标转换部61基于电动机电流的检测值iu、iv、iw和由后述的积分器64生成的磁极位置推定值θme，计算dq轴电流id_m、iq_m。具体而言，第一坐标转换部61使用磁极位置推定值θme将uvw坐标系的电流值即检测值iu、iv、iw转换为dq坐标系的电流值。转换后的电流值作为dq轴电流id_m、iq_m输出到电动机速度推定部62和电动机控制部63。

电动机速度推定部62基于dq轴电流id_m、iq_m以及dq轴电压指令值vd*、vq*来推定永久磁铁同步电动机50的旋转速度推定值ωme。dq轴电压指令值vd*、vq*是由后述的电动机控制部63生成的dq轴上的电压指令值。

积分器64基于旋转速度推定值ωme来计算永久磁铁同步电动机50的磁极位置推定值θme。磁极位置推定值θme通过在积分器64中对旋转速度推定值ωme进行积分而计算出。

旋转速度推定值ωme以及磁极位置推定值θme能够使用公知的方法来推定。详细内容例如在日本专利第4672236号公报中示出，在此省略详细的说明。此外，在本实施方式中，在控制部60中，推定了旋转速度推定值ωme以及磁极位置推定值θme，但只要是能够推定或者检测旋转速度以及磁极位置的方法，则可以使用任意的方法。另外，在本实施方式中，使用dq轴电流id_m、iq_m以及dq轴电压指令值vd*、vq*来推定旋转速度推定值ωme以及磁极位置推定值θme，但只要能够推定旋转速度推定值ωme以及磁极位置推定值θme，则可以省略本次所示的信息，也可以使用本次所示以外的信息。

电动机控制部63基于dq轴电流id_m、iq_m以及旋转速度推定值ωme来计算dq轴电压指令值vd*、vq*。然后，第二坐标转换部65基于dq轴电压指令值vd＊、vq＊以及磁极位置推定值θme来计算电压指令值vu*、vv*、vw*。具体而言，第二坐标转换部65使用磁极位置推定值θme将dq轴上的电压指令值即dq轴电压指令值vd*、vq*转换为uvw坐标系的电压指令值vu*、vv*、vw*，并将转换后的电压指令值vu*、vv*、vw*输出到驱动信号生成部66。

驱动信号生成部66基于电压指令值vu*、vv*、vw*以及电容器电压的检测值vdc来生成驱动信号ds。驱动信号ds是用于驱动逆变器40的开关元件的信号。逆变器40由驱动信号ds控制，将所希望的电压施加于永久磁铁同步电动机50。此外，关于电压指令值vu*、vv*、vw*，一般而言广泛使用叠加了正弦波或三次谐波的波形，但只要能够驱动永久磁铁同步电动机50，则可以使用任意的方法。

驱动信号ds与电容器电压的检测值vdc以及阈值电压vth一起被输入到电压降低抑制控制部67。电压降低抑制控制部67进行用于防止平滑电容器30的电压成为负电压的电压降低抑制控制。在电压降低抑制控制部67中，在要实施电压降低抑制控制时，作为信号cs，直接输出驱动信号ds。另一方面，在不实施电压降低抑制控制时，基于电容器电压的检测值vdc以及阈值电压vth，生成上述的停止信号。即，在电压降低抑制控制部67中，在要实施电压降低抑制控制时，信号cs的内容成为停止信号，通过停止信号来驱动逆变器40的开关元件。此外，电压降低抑制控制的详细内容将在后面叙述。

图5是表示实现实施方式1中的控制部60的控制系统的功能的硬件结构的一例的框图。另外，图6是表示实现实施方式1中的控制部60的控制系统的功能的硬件结构的其他例子的框图。

在实现实施方式1中的控制部60的控制系统的功能的全部或一部分的情况下，如图5所示，能够设为包括进行运算的处理器200、保存要由处理器200读取的程序的存储器202、以及进行信号的输入输出的接口204的结构。

处理器200也可以是运算装置、微处理器、微型计算机、cpu(centralprocessingunit：中央处理单元)或dsp(digitalsignalprocessor：数字信号处理器)这样的运算单元。另外，作为存储器202，能够例示ram(randomaccessmemory：随机存取存储器)、rom(readonlymemory：只读存储器)、闪存、eprom(erasableprogrammablerom：可擦可编程只读存储器)、eeprom(注册商标)(electricallyeprom：带电可擦可编程只读存储器)这样的非易失性或易失性的半导体存储器、磁盘、软盘、光盘、压缩盘、迷你盘、dvd(digitalversatiledisc：数字多功能光盘)。

在存储器202中存储有执行控制部60中的控制系统的功能的全部或一部分的程序。处理器200经由接口204收发需要的信息，处理器200执行存储在存储器202中的程序，从而控制逆变器40。

另外，图5所示的处理器200以及存储器202也可以如图6那样置换为处理电路203。处理电路203相当于单一电路、复合电路、asic(applicationspecificintegratedcircuit：专用集成电路)、fpga(field-programmablegatearray：现场可编程门阵列)、或者将它们组合而成的电路。除此之外，处理电路203也可以由模拟电路、数字电路等电路元件等构成。

下面，对由于交流电源10的停电等而切断向负载驱动装置100的电力供给时的负载驱动装置100的动作进行说明。以下，将切断向负载驱动装置100的电力供给称为“失去电源”等。另外，将在失去电源后重新开始向负载驱动装置100的电力供给称为“复电”等。

图7是用于说明图1的负载驱动装置100中的失去电源时的动作的时序图。在图7中示出了在失去电源时即使电容器电压降低，逆变器40也继续动作的情形。若电容器电压降低，则能够供给到永久磁铁同步电动机50的电压降低，因此，永久磁铁同步电动机50的旋转速度降低。另一方面，若即使永久磁铁同步电动机50的旋转速度降低，在永久磁铁同步电动机50旋转的状态下且直到电容器电压接近零为止逆变器40继续动作，则如图所示发生电容器电压转为负电压的现象。电容器电压的负电压通过逆变器40的动作停止而消除，通过交流电源10的复电，使逆变器40起动，永久磁铁同步电动机50再次旋转。

图8是表示实施了图7所示的动作时的各种波形例的图。图9是图8中由双箭头表示的区间的局部放大图。在图8和图9中，虚线表示电容器电压，单点划线表示在第一相(例如u相)中流动的电动机电流，实线表示第一相(例如u相)与第二相(例如v相)之间的电压即相间电压。在图9中，如椭圆包围的部分所示，发生电容器电压成为负电压的现象。

下面，参照图10对负电压的产生机理进行说明。图10是用于说明在实施方式1中视为问题的负电压的产生机理的图。

在图10中，当发生失去电源时，向平滑电容器30的电力供给被切断，因此，当向永久磁铁同步电动机50供给电力时，电容器电压降低。即使在该状态下，永久磁铁同步电动机50也由于惯性而继续旋转，因此，再生电流通过逆变器40而流动。在各种电动机中，永久磁铁同步电动机即使没有来自外部的电力供给，也会在内置于转子的永久磁铁的磁通的作用下，在转子的旋转中始终向电动机端子持续产生感应电压。

图10示出了u相的上臂开关元件up的mosfet、v相的上臂开关元件vp的mosfet、w相的下臂开关元件wn的mosfet接通的状态。在该情况下，在图10中由实线表示的第一电流72和由虚线表示的第二电流74流动。第一电流72是从永久磁铁同步电动机50出来并按照上臂开关元件vp的mosfet、上臂开关元件up的mosfet的顺序返回到永久磁铁同步电动机50的电流。另外，第二电流74是与第一电流72不同的路径的电流，且是从永久磁铁同步电动机50出来并按照下臂开关元件wn的mosfet、下臂开关元件un的二极管的顺序返回到永久磁铁同步电动机50的电流。

第一电流72是在上臂开关元件up的mosfet中从漏极流向源极的电流。因此，以作为第一端子的源极为基准的上臂开关元件up的电压下降量vsw的值为正。此外，在本实施方式中，假定使用典型的sic-mosfet，将正向电压下降的值设为“0.1v”。

另外，第二电流74是在下臂开关元件un的二极管中从阳极流向阴极的电流。因此，以作为第一端子的mosfet的源极为基准的下臂开关元件un的电压下降量vdi的值为负。此外，在sic的情况下，带隙为si的3倍以上，因此电压下降的值大。以下，在本实施方式中，将典型的sic-mosfet中的二极管的正向电压下降的值设为“4.0v”。

通过以上的动作，逆变器40产生0.1+(-4.0)＝-3.9v的电压，并将该电压施加于平滑电容器30的两端。因此，在平滑电容器30的两端，每次反复停电都有可能产生-4v左右的负电压。

此外，在上述说明中，对由上臂开关元件up和下臂开关元件un构成的支路40a的电压下降量进行了说明，但对于支路40b、40c也产生同样的负电压。

另外，在上述说明中，说明了由于在上臂开关元件up的mosfet中产生的电压下降量vsw和在下臂开关元件un的二极管中产生的电压下降量vdi而产生负电压的情况，但也可能发生与此相反的情况。即，也存在由于在上臂开关元件up的二极管中产生的电压下降量vdi和在下臂开关元件un的mosfet中产生的电压下降量vsw而产生负电压的情况。

下面，对交流电源10复电时的整流部20的动作所引起的负电压进行说明。

在交流电源10复电时，交流电源10的电压例如为正极性时，上臂元件vcp的二极管和下臂元件ucn的二极管导通，从而对平滑电容器30的两端施加整流后的电压。另外，在交流电源10的电压例如为负极性时，上臂元件ucp的二极管和下臂元件vcn的二极管导通，从而对平滑电容器30的两端施加整流后的电压。因此，若用“vf”表示二极管中的正向电压下降，则整个整流部20的电压下降量为“2vf”。

在此，假设整流部20的元件使用由宽带隙半导体形成的mosfet。在该情况下，以低电位侧的直流母线25b为基准的整个整流部20的电压下降量为-2vf＝-4.0+(-4.0)＝-8.0v。因此，在交流电源10复电时，若交流电源10的电压不达到8.0v以上，则整流部20不导通。这意味着，由于失去电源时的永久磁铁同步电动机50的旋转，在平滑电容器30的两端有可能产生最大为-8v左右的负电压。

此外，即使整流部20的元件使用例如由硅形成的si-mosfet，由si-mosfet的寄生二极管引起的电压下降也为2v左右。因此，若不超过2个寄生二极管的量的4v，则施加电压不会被钳位。因此，有可能在平滑电容器30的两端产生-4v左右的负电压。这相对于在整流部20中一般使用的整流二极管的电压下降量即1v而言非常高。即，在整流部20使用了mosfet的结构中，由于由使用了宽带隙半导体的逆变器40产生的负电压即约4v未被钳位，因此，存在容易受到负电压的影响的问题。

如以上的说明那样，在平滑电容器30的两端，有可能产生整个整流部20的电压下降量(-2vf)和第一电压(vsw或vdi)与第二电压(vdi或vsw)之和(vsw+vdi)中的较大一方的电压，该第一电压是逆变器40的任一个支路中的上臂开关元件的第二端子与第一端子之间的电位差，该第二电压是同一支路中的下臂开关元件的第二端子与第一端子之间的电位差。

图11是用于说明产生了负电压的情况下的对图1所示的平滑电容器30的影响的图。此外，作为平滑电容器30，假定了电解电容器。在图11中，横轴表示对电解电容器的施加电压，纵轴表示在电解电容器中流动的漏电流。如图11所示，即使在施加了比较低的负电压的情况下，也有可能产生过大的漏电流。若产生过大的漏电流，则电解电容器内部的温度上升。若电解电容器的温度反复上升，则有可能使电解电容器的寿命降低。

图12是用于说明产生了负电压的情况下的对图1所示的控制电源生成部90的影响的图。在图12中示出了控制电源生成部90的一般的电路结构。如图12所示，一般的控制电源生成部90具备控制电源ic91、变压器92、防止逆流用的二极管93、平滑用的电容器94、以及作为电源电压的施加对象的控制电路95。另外，控制电源ic91具备控制电源ic控制部91a和mosfet91b。变压器92的一次绕组92a和mosfet91b串联连接，在串联连接的一次绕组92a和mosfet91b的两端施加母线电压。然后，在变压器92的二次绕组92b中感应出的降压电压被施加于电容器94。

当母线电压变为负电压时，向形成于mosfet91b的寄生二极管的阳极侧施加正电压。因此，当产生上述的-4v左右的负电压时，mosfet91b的寄生二极管导通。在控制电源ic91由1个芯片的半导体构成的情况下，若寄生二极管导通，则形成于控制电源ic91的内部的未图示的寄生晶体管有可能发生误动作。若控制电源ic91的寄生晶体管发生误动作，则有可能无法生成电源电压，无法向控制部60供给电源电压，无法驱动永久磁铁同步电动机50。

因此，实施方式1的控制部60进行上述的电压降低抑制控制。图13是用于说明实施方式1中的电压降低抑制控制的动作的流程图。在发生了失去电源时，图13的流程图起动。电压降低抑制控制部67按照图13的流程图，实施以下的控制。

首先，比较部68对电容器电压的检测值vdc和阈值电压vth进行比较(步骤s11)。在检测值vdc为阈值电压vth以下的情况下(步骤s11，是)，电压降低抑制控制部67输出作为停止信号的信号cs(步骤s12)。

停止信号的一例是零矢量。零矢量是使永久磁铁同步电动机50的未图示的绕组电短路的输出信号。零矢量的一例是使下臂开关元件un、vn、wn进行接通动作，且使上臂开关元件up、vp、wp进行断开动作的驱动信号。零矢量的其他例子是使下臂开关元件un、vn、wn进行断开动作，且使上臂开关元件up、vp、wp进行接通动作的驱动信号。此外，也可以代替零矢量而使驱动信号ds自身的输出停止。

另外，在图13的流程中，在检测值vdc超过阈值电压vth的情况下(步骤s11，否)，电压降低抑制控制部67直接输出驱动信号生成部66生成的驱动信号ds(步骤s13)。

此外，在上述的步骤s11中，将检测值vdc与阈值电压vth相等的情况判定为“是”，但也可以判定为“否”。即，也可以是，在检测值vdc与阈值电压vth相等的情况下实施步骤s13的处理。

图14是表示实施方式1中的电压降低抑制控制部67的结构例的框图。图14示出了以硬件的方式实施实施方式1中的电压降低抑制控制的情况下的结构例。如图14所示，电压降低抑制控制部67具有比较部68和停止信号生成部69。

下面，参照图14至图18的附图对图14所示的电压降低抑制控制部67的动作进行说明。图15是表示图14所示的电压降低抑制控制部67的动作的第一时序图。图16是表示图14所示的电压降低抑制控制部67的动作的第二时序图。图17是用于说明电压降低抑制控制部67进行图15所示的动作时的电流路径的图。图18是用于说明电压降低抑制控制部67进行图16所示的动作时的电流路径的图。

在图14中，向比较部68输入电容器电压的检测值vdc和阈值电压vth。比较部68在检测值vdc为阈值电压vth以下时，输出检测信号sp。停止信号生成部69在被输入检测信号sp的情况下，作为信号cs，输出在停止信号生成部69的内部生成的停止信号。另外，停止信号生成部69在未被输入检测信号sp的情况下，作为信号cs，直接输出被输入的驱动信号ds。

此外，在上述的说明中，在检测值vdc为阈值电压vth以下时输出检测信号sp，但并不限定于该例。也可以代替该例而设为如下的信号，例如，在检测值vdc为阈值电压vth以下时输出“逻辑1”，在检测值vdc超过阈值电压vth时输出“逻辑0”。

在图15和图16中示出了电容器电压降低，在时刻t1时低于阈值电压vth的情形。

在图15中，用阴影线表示的到时刻t1为止的区间是pwm信号输出区间，时刻t1以后是输出停止区间。在pwm信号输出区间中，通过驱动信号ds使上臂开关元件up、vp、wp以及下臂开关元件un、vn、wn中的任一个工作。另外，在输出停止区间中，上臂开关元件up、vp、wp以及下臂开关元件un、vn、wn的所有开关动作停止。

另外，在图16中，用阴影线表示的到时刻t1为止的区间是pwm信号输出区间，时刻t1以后是零矢量输出区间。在pwm信号输出区间中，通过驱动信号ds使上臂开关元件up、vp、wp以及下臂开关元件un、vn、wn中的任一个工作。另外，在零矢量输出区间中，上臂开关元件up、vp、wp进行断开动作，且下臂开关元件un、vn、wn进行接通动作。

在图17中示出了电压降低抑制控制部67进行图15所示的动作时的电流路径的一例。如图17所示，从永久磁铁同步电动机50的未图示的w相绕组流出的电流中的1个按照上臂开关元件wp的二极管、平滑电容器30、下臂开关元件un的二极管的顺序返回到永久磁铁同步电动机50。另外，从永久磁铁同步电动机50的未图示的w相绕组流出的电流中的另一个按照上臂开关元件wp的mosfet、平滑电容器30、下臂开关元件vn的二极管的顺序返回到永久磁铁同步电动机50。这些电流都是将平滑电容器30充电为正电压的电流。因此，通过电压降低抑制控制部67进行图15所示的电压降低抑制控制，能够可靠地防止平滑电容器30陷入负电压。

在图18中示出了电压降低抑制控制部67进行图16所示的动作时的电流路径的一例。如图18所示，从永久磁铁同步电动机50的未图示的w相绕组流出的电流中的1个按照下臂开关元件wn的mosfet、下臂开关元件un的mosfet的顺序返回到永久磁铁同步电动机50。另外，从永久磁铁同步电动机50的未图示的w相绕组流出的电流中的另一个按照下臂开关元件wn的mosfet、下臂开关元件vn的mosfet的顺序返回到永久磁铁同步电动机50。在这些电流流动时，在下臂开关元件un的mosfet以及下臂开关元件wn的mosfet中，产生由正向的电压下降分量引起的第二电压vdi。然而，在下臂开关元件un和下臂开关元件wn的各mosfet中产生的第二电压vdi在与平滑电容器30之间被电分离，因此不会对平滑电容器30的电压造成影响。

此外，在图16中，在零矢量输出区间中，使上臂开关元件up、vp、wp进行断开动作，且使下臂开关元件un、vn、wn进行接通动作，但也可以使上臂开关元件up、vp、wp和下臂开关元件un、vn、wn的动作相反。即，也可以是，在零矢量输出区间中，使上臂开关元件up、vp、wp进行接通动作，且使下臂开关元件un、vn、wn进行断开动作。

此外，阈值电压vth只要设定为不在平滑电容器30中产生负电压的电压值即可，可以设定任意的值。但是，由于与失去电源的检测单元的关系，优选设定适当的阈值电压vth。例如，在交流电源为50hz的商用电源的情况下，电源周期的1周期为20ms。例如，在失去电源的检测单元是检测电源周期的过零点而进行动作的方式的情况下，失去电源的检测延迟，在此期间，有可能会施加基于动力运行控制的驱动信号。因此，阈值电压vth需要考虑失去电源的检测的延迟时间等来进行设定。因此，重要的是设定阈值电压vth，使得在平滑电容器的电压高于第一电压(vsw)与第二电压(vdi)之和(vsw+vdi)的状态时停止动力运行控制。此外，第一电压(vsw)是在任一个支路的上臂开关元件中产生的电压，第二电压是在与产生第一电压(vsw)的支路相同的支路的下臂开关元件中产生的第二电压(vdi)。

如以上说明的那样，根据实施方式1的负载驱动装置100，在平滑电容器30的电压比第一电压(vsw)与第二电压(vdi)之和(vsw+vdi)高的状态时停止动力运行控制，因此，能够在不设置附加的部件的情况下可靠地防止平滑电容器的电压成为负电压。

此外，如上所述，平滑电容器的负电压在整流部20的开关元件或逆变器40的开关元件由宽带隙半导体形成的情况下显著出现。因此，实施方式1中的电压降低抑制控制在整流部20或逆变器40的开关元件由宽带隙半导体形成的情况下特别有效。

实施方式2

图19是表示实施方式2的负载驱动装置100a的结构例的电路图。图19所示的负载驱动装置100a为设想了空调机的室外机的结构。具体而言，设想为永久磁铁同步电动机50应用于压缩机电动机，第二永久磁铁同步电动机55应用于风扇电动机。

在图19所示的实施方式2的负载驱动装置100a中，在图1所示的实施方式1的负载驱动装置100的结构中，追加了第二逆变器45和第二电流检测器84，该第二逆变器45向第二永久磁铁同步电动机55供给交流电力，该第二电流检测器84检测在第二逆变器45与第二永久磁铁同步电动机55之间流动的第二电动机电流。第二逆变器45的直流端子侧与直流母线25a、25b连接。因此，成为通过共用的直流母线25a、25b对逆变器40和第二逆变器45施加平滑电容器30的直流电压的结构。由第二电流检测器84检测出的电动机电流的检测值iuf、ivf、iwf被输入到控制部60。控制部60基于电容器电压的检测值vdc和第二电动机电流的检测值iuf、ivf、iwf，生成用于使第二逆变器45工作或停止的信号cs2并输出到第二逆变器45。此外，其他结构与图1所示的实施方式1的结构相同或等同，对相同或等同的构成部标注相同的附图标记并省略重复的说明。

在空调机中，压缩机电动机的消耗电力为几百～几kw，而风扇电动机的消耗电力最多几十w～一百w。即，压缩机电动机与风扇电动机相比消耗电力大。因此，在发生了失去电源的情况下，若使压缩机电动机长时间持续旋转，则平滑电容器30的电压急剧降低，产生在实施方式1中说明的负电压的可能性变高。因此，成为优选使压缩机电动机比风扇电动机先停止的实施方式。若先停止压缩机电动机，则能够可靠地防止负电压的产生。

另外，风扇电动机的惯性矩比压缩机电动机的惯性矩大。因此，具有即使停止向逆变器40以及第二逆变器45的电压供给，风扇电动机也长时间持续旋转的特性。因此，即使先停止压缩机电动机，风扇电动机也继续旋转并进行热交换，因此，能够抑制构成空调机的制冷循环上的压力增加，能够使空调机安全地停止。这样，使压缩机电动机比风扇电动机先停止的电压降低抑制控制具有更有效地进行使空调机安全地停止的控制的作用，对于空调机而言是更优选的实施方式。

此外，以上的实施方式所示的结构是本发明的结构的一例，当然也能够与其他的公知技术组合，也能够在不脱离本发明的主旨的范围内将一部分省略等进行变更而构成。

附图标记说明

10交流电源；20整流部；20a、20b、40a、40b、40c支路；20a、40a晶体管；20b、40b、93二极管；22、23、42、43、44连接点；25a、25b直流母线；30平滑电容器；40逆变器；45第二逆变器；50永久磁铁同步电动机；55第二永久磁铁同步电动机；60控制部；61第一坐标转换部；62电动机速度推定部；63电动机控制部；64积分器；65第二坐标转换部；66驱动信号生成部；67电压降低抑制控制部；68比较部；69停止信号生成部；72第一电流；74第二电流；80电压检测器；82电流检测器；84第二电流检测器；90控制电源生成部；91控制电源ic；91a控制电源ic控制部；91bmosfet；92变压器；92a一次绕组；92b二次绕组；94电容器；95控制电路；100、100a负载驱动装置；200处理器；202存储器；203处理电路；204接口。