用于LLC谐振变换器的恒流控制电路及恒流控制方法与流程
本发明涉及电源技术领域，更具体地，涉及用于llc谐振变换器的恒流控制电路及恒流控制方法。
背景技术：
led驱动电路用于向led灯提供直流输出电流，使得led灯点亮发光从而作为照明光源。led驱动电路的主要性能参数包括功率因数(pf)和输出电流纹波。功率因数表征有功功率与无功功率的比值。输出电流纹波表征直流输出电流的交流分量。例如，该交流分量是工频分量，将会导致led灯的频闪，不仅影响照明效果，而且影响led灯的寿命。led驱动电路的高功率因数可以提高电能利用率，低输出电流纹波可以减少频闪。
为了兼顾高功率因数和低输出电流纹波，led驱动电路可以采用多种级联的电路方案，包括：单级反激式原边控制恒流系统架构和消纹波电路组成的第一类型级联方案；升压拓扑和反激式原边控制恒流拓扑组成的第二类型级联方案；升压拓扑和谐振半桥llc结构组成的第三类型级联方案；电荷泵pfc模块和谐振半桥llc结构组成的第四类型级联方案。
上面四种类型的电路方案都可以同时实现高功率因数(pf)和低输出电流纹波(无频闪)。然而，第一类型级联方案的缺点是消纹波电路对系统效率影响很大，尤其当谐振输出电压比较低的时候。第二类型级联方案的缺点是两级方案系统比较复杂，系统成本较高，另外emi调试比较困难，效率也不高。第三类型级联方案和第四类型级联方案的效率比第二类型级联方案的效率高，但是系统更复杂且成本更高。
在第四类型的级联方案中，谐振型开关变换器是采用开关管获得方波电压以及采用谐振回路进行谐振以实现能量传输的功率变换器。llc谐振变换器具备较高的功率密度及较少的电子元器件数量，同时拥有平滑的电流波形，有利于改善电磁干扰，并且能够在整个运行范围内实现开关管的零电压切换(zerovoltageswitching，zvs)和零电流切换(zerocurrentswitching，zcs)，有助于获得极高的效率。进一步地，在llc半桥驱动上面增加电流型电荷泵无源pfc和电压型电荷泵无源pfc组合，可以获得很高的功率因数(pf)和很低的总谐波失真(thd)。因此，第四类型的级联方案在电路效率方面具有明显的优势。
进一步地，期待在第四类型的级联方案中兼顾电路效率的提高和电路成本的降低。
技术实现要素：
鉴于上述问题，本申请提供用于llc谐振变换器的恒流控制电路及恒流控制方法，其中，恒流控制电路获得的补偿信号包含谐振电流信号和第一变压器励磁电流信号，从而可以提高恒流控制精度。
根据本发明的一方面，提供一种用于llc谐振变换器的恒流控制电路，所述llc谐振变换器包括第一变压器、第一双极型晶体管和第二双极型晶体管，所述第一双极型晶体管和所述第二双极型晶体管采用自激振荡方式工作，使得谐振电流和励磁电流流经所述第一变压器的原边绕组，所述恒流控制电路包括：开关元件，用于短接所述第一双极型晶体管和所述第二双极型晶体管至少之一的驱动电流；以及驱动模块，包括输出电流计算模块，用于计算谐振电流信号和第一变压器励磁电流信号的差值的绝对值的平均值作为补偿信号，以及根据补偿信号控制所述开关元件的导通状态从而实现谐振频率的控制，以实现恒流控制。
优选地，所述llc谐振变换器还包括第二变压器，所述第二变压器具有负载绕组，以及与所述负载绕组耦合的第一驱动绕组和第二驱动绕组，所述第二变压器的负载绕组连接在谐振回路上以获得谐振电流，所述第一驱动绕组的同名端和所述第二驱动绕组的异名端分别连接至所述第一双极型晶体管和所述第二双极型晶体管的基极，从而提供根据所述谐振电流的感应电流产生的相应驱动电流。
优选地，所述开关元件在短接所述驱动电流时将所述第一驱动绕组的同名端和异名端彼此连接。
优选地，所述第二变压器还包括控制绕组，所述开关元件在短接所述驱动电流时将所述控制绕组的同名端和异名端彼此连接。
优选地，所述开关元件包括：第一晶体管和第二晶体管，所述第一晶体管连接在所述第一驱动绕组的异名端和接地端之间，所述第二晶体管连接在所述第一驱动绕组的同名端和接地端之间，所述接地端连接至所述第一双极型晶体管和所述第二双极型晶体管的中间节点。
优选地，还包括：第一运算放大器和第二运算放大器，分别连接到所述第一晶体管和第二晶体管的控制端连接，其中，所述驱动模块提供开通信号，所述第一运算放大器和所述第二运算放大器提供关断信号，所述第一晶体管和第二晶体管的开关控制信号为所述开通信号和所述关断信号的叠加信号。
优选地，所述第一运算放大器和所述第二运算放大器各自的同相输入端接收负电位参考电压，反相输入端连接至各自输出端，以实现所述第二变压器的相应绕组的同名端和异名端的负电压钳位。
优选地，所述开关元件包括：第一晶体管和第二晶体管，反向串联连接到所述第二变压器的相应绕组的同名端与接地端之间，所述第二变压器的相应绕组的异名端和所述接地端连接至所述第一双极型晶体管和所述第二双极型晶体管的中间节点。
优选地，所述驱动模块与所述第一晶体管和第二晶体管的控制端连接以提供开关控制信号。
优选地，所述第一变压器包括原边绕组和副边绕组，所述原边绕组作为谐振回路的一部分，所述副边绕组与所述原边绕组耦合以提供谐振输出电压，其中，所述输出电流计算模块根据所述谐振电流的电流采样信号以及所述谐振输出电压的电压反馈信号获得所述补偿信号。
优选地，所述输出电流计算模块包括：第三运算放大器及输出端相连接的第三晶体管，用于产生第一电流；第四运算放大器及输出端相连接的第四晶体管，用于产生第二电流；多个电流镜，用于将所述第一电流和所述第二电流相减以产生等效充电电流；以及电容，用于对等效充电电流进行积分以产生所述补偿信号，其中，所述第三运算放大器和所述第四运算放大器的同相输入端分别接收第一参考电压和第二参考电压，所述第三运算放大器和所述第四运算放大器之一的反相输入端接收所述电流采样信号，另一个的反相输入端接地。
优选地，所述输出电流计算模块还包括：第一开关，用于将所述第三运算放大器的反相输入端选择性地接地或接收所述电流采样信号；第二开关，用于将所述第四运算放大器的反相输入端选择性地接地或接收所述电流采样信号；比较器，将所述电压反馈信号与第三参考电压相比较，从而产生所述第一开关和所述第二开关的控制信号。
优选地，所述第二参考电压大于所述第一参考电压。
优选地，所述驱动模块还包括：振荡器，根据斜坡信号和所述补偿信号产生时钟信号；以及逻辑模块，根据所述时钟信号产生开通信号或开关控制信号。
根据本发明的另一方面，提供一种用于llc谐振变换器的恒流控制方法，所述llc谐振变换器包括第一变压器、第一双极型晶体管和第二双极型晶体管，所述第一双极型晶体管和所述第二双极型晶体管采用自激振荡方式工作，使得谐振电流和励磁电流流经所述第一变压器的原边绕组，所述恒流控制方法包括：计算谐振电流信号和第一变压器励磁电流信号的差值的绝对值的平均值，获得补偿信号；根据所述补偿信号控制开关元件的导通状态从而实现谐振频率的控制，以实现恒流控制，其中，在开关元件导通时短接所述第一双极型晶体管和所述第二双极型晶体管至少之一的驱动电流。
优选地，获得补偿信号的步骤包括：将谐振电流信号的电流采样信号与第一参考电压相比较，以产生第一电流；采用第二参考电压产生第二电流；将所述第一电流和所述第二电流相减以产生等效充电电流；以及对等效充电电流进行积分以产生所述补偿信号，其中，所述第二参考电压大于所述第一参考电压。
优选地，还包括，根据所述谐振输出电压信号切换所述电流采样信号的路径，以获得所述谐振电流信号和所述第一变压器励磁电流信号的差值的绝对值的平均值。
优选地，将所述谐振输出电压信号与第三参考电压相比较以获得所述电路采样信号的路径切换信号。
优选地，还包括对所述第一双极型晶体管和所述第二双极型晶体管的控制端进行负电压钳位。
根据本发明实施例的恒流控制电路，采用开关元件短接第一双极型晶体管和第二双极型晶体管的驱动电流，使得所述第一双极型晶体管和所述第二双极型晶体管的开关周期跟随开关控制信号，从而实现谐振频率的控制。该恒流控制电路获得的补偿信号表征谐振电流和第一变压器励磁电流差值的绝对值的平均值，根据平均值的负反馈控制开关控制信号的频率，从而可以在第一变压器的原边侧实现第一变压器的副边侧的输出电流恒流控制。在将电荷泵pfc模块与llc谐振变换器组合应用构成的复杂电路中，该恒流控制电路仍然可以提高恒流控制精度。
在优选的实施例中，恒流控制电路中的控制电路可以直接控制第一双极型晶体管基极的驱动电流，利用第一驱动绕组和第二驱动绕组之间的耦合，间接地控制第二双极型晶体管基极的驱动电流。该恒流控制电路无需为第二双极型晶体管提供附加的控制电路，从而可以进一步简化控制电路的电路结构且降低电路成本。
在优选的实施例中，控制电路包括连接在第一驱动绕组的异名端和同名端之间的第一晶体管和第二晶体管，用于短接第一驱动绕组以控制第一双极型晶体管基极的驱动电流。第一双极型晶体管和第二双极型晶体管的中间节点作为控制电路的接地端(浮地)。第一晶体管和第二晶体管作为开关元件，用于短接第一驱动绕组，因而无需实际接地。该控制电路无需采用供电电路产生控制绕组所需的控制电流，因而可以降低电路的功耗且降低电路成本。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1示出根据现有技术的电源装置的示意性电路图。
图2示出根据本发明第一实施例的led驱动电路的示意性电路图。
图3示出根据本发明第二实施例的led驱动电路的示意性电路图。
图4示出图3所示led驱动电路中控制电路的示意性电路图。
图5示出图3所示led驱动电路的工作波形图。
图6a至6c示出了图3所示led驱动电路在第一阶段的等效电路图。
图7a至7b示出了图3所示led驱动电路在第二阶段的等效电路图。
图8a至8c示出了图3所示led驱动电路在第三阶段的等效电路图。
图9a至9b示出了图3所示led驱动电路在第四阶段的等效电路图。
图10示出根据本发明第三实施例的led驱动电路中控制电路的示意性电路图。
图11示出图10所示控制电路的工作波形图。
图12示出图4所示控制电路的详细电路框图。
图13示出图12所示控制电路中输出电流计算模块的示意性电路图。
图14示出图12所示控制电路进行电流调节的原理示意图。
具体实施方式
以下将参照附图更详细地描述本发明的各种实施例。在各个附图中，相同的元件采用相同或类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。
图1示出根据现有技术的电源装置的示意性电路图。电源装置100包括整流桥db、滤波电容器ce、电荷泵pfc模块110、谐振变换器120。整流桥db用于将交流输入电压ac转换成整流输入电压。电荷泵pfc模块110采用从谐振回路获得的谐振输出电压和谐振电流，叠加在llc谐振变换器120的输入端以实现功率因数校正。滤波电容器ce将整流输入电压转换成平滑的直流输入电压。谐振变换器120将直流输入电压转换成谐振输出电压，从而对负载ld供电。
电荷泵pfc模块110包括二极管dx1和dx2、二极管di1和di2、升压电容器ci1和ci2。电流源电荷泵模块包括升压电容器ci2和二极管di2，利用谐振电感器lr和谐振电容器cr组成的谐振回路产生的谐振电流作为电流源。电压源电荷泵模块包括升压电容器ci1和二极管di1，利用谐振电容器cr的端电压作为电压源。
谐振变换器120包括控制电路121、开关元件m1和m2、耦合电容器cc、谐振电感器lr和谐振电容器cr。控制电路121控制开关元件m1和m2的导通状态，产生方波电压。该方波电压输入谐振回路，以产生谐振。谐振电容器cr的端电压向负载供电。
在该电源装置100中，电流源电荷泵利用开关元件的导通和断开产生的高频电流环获得交流输入电压的电能，电压源电荷泵利用开关元件的导通和断开产生的高频节点电压获得交流输入电压的电能，从而提升直流输入电压的电压和电流。开关元件m1和m2通过切换导通和断开状态从而产生高频电压和电流。由于谐振电感器lr和谐振电容器cr组成的谐振回路作为开关元件m1和m2的负载，因此，高频输出电流为谐振频率下的谐振电流。
在该led驱动电路中，谐振变换器中使用的开关元件m1和m2分别为金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)作为开关管。尽管mosfet具有出色的开关性能，但需要复杂的控制电路为开关管提供控制信号，因此，采用mosfet作为开关管导致led驱动电路成本的提高。
图2示出根据本发明第一实施例的led驱动电路的示意性电路图。电源装置200包括整流桥db、滤波电容器cht、电荷泵pfc模块210、llc谐振变换器220。
整流桥db用于将交流输入电压ac转换成整流输入电压。
电荷泵pfc模块210包括二极管d1和升压电容器cboost。二极管d1连接在整流桥db的正输出端和llc谐振变换器220的正输入端之间，从而形成整流桥db至llc谐振变换器220的单向导电路径。二极管d1的阴极连接至llc谐振变换器220中的谐振电容器cr的第一端。升压电容器cboost连接在整流桥db的正输出端和负输出端之间。电荷泵pfc模块210采用从谐振回路获得的谐振电流，从整流输入电压抽取电流以实现功率因数校正，并且给滤波电容器cht提供电流，来实现升压的功能。
滤波电容器cht连接在电荷泵pfc模块210的输出端和整流桥db的负输出端之间。滤波电容器cht将整流输入电压转换成平滑的直流输入电压。
llc谐振变换器220包括第一变压器t1、第二变压器t2、双极型晶体管q1和q2、二极管d2和d3、电容器cmid、谐振电容器cr和谐振电感器lr。二极管d2和d3分别与双极型晶体管q1和q2反向并联连接，电容器cmid与双极型晶体管q2并联连接。
在第一变压器t1的原边，第一变压器t1的原边绕组lp、谐振电容器cr和谐振电感器lr组成谐振回路。在llc谐振变换器220的正输入端和负输入端之间，双极型晶体管q1和q2串联连接，二者的中间节点连接至谐振回路。在谐振回路中，采样电阻rs与原边绕组lp串联连接，从而可以获得用于表征流过原边绕组lp的电感电流的采样信号。第二变压器t2包括围绕同一铁芯的四个绕组，即负载绕组w1、驱动绕组w2和w3、控制绕组w4。在谐振回路中，负载绕组w1与原边绕组lp串联连接。同时，驱动绕组w2和w3分别与双极型晶体管q1和q2的基极耦合，但方向相反。也即，驱动绕组w2的同名端连接至双极型晶体管q1的基极，驱动绕组w3的异名端连接至双极型晶体管q2的基极。这些绕组用于提供必要电流以驱动双极型晶体管q1和q2的基极，以实现自激振荡驱动(soc，self-oscillatingconverter)。在自激振荡驱动信号的控制下，双极型晶体管q1和q2交替导通和关断，将直流输入电压转换成方波电压。该方波电压输入谐振回路，以产生谐振频率下的谐振电流。因此，通过谐振回路，电能从第一变压器t1的原边传输到第一变压器t1的副边。
在第一变压器t1的副边，二极管d4和d5组成整流电路。副边绕组的两端分别连接二极管d4和d5的阳极，副边绕组的中间抽头接地。输出电容c1连接在二极管d4和d5的阴极和地之间，在其两端提供直流谐振输出电压。
llc谐振变换器220还包括恒流控制电路221。该恒流控制电路221从谐振变换器220的采样电阻rs上获得谐振电流的电流采样信号cs，从谐振变换器220的第一变压器t1的辅助绕组lf获得谐振输出电压的电压反馈信号fb。该恒流控制电路221包括分别连接至第二变压器t2的控制绕组w4的异名端和同名端的驱动端dr1和dr2。该恒流控制电路221通过控制驱动端dr1和dr2的连接关系，从而控制谐振频率，从而控制谐振电流。
在工作期间，llc谐振变换器220将直流输入电压转换成谐振输出电压，从而对led负载供电。llc谐振变换器220中双极型晶体管q1和q2的开关换向为自然产生的，为固有的soc振荡频率。然而，llc谐振变换器220工作的时候，还需要调整它的开关频率，该频率一般高于固有的soc振荡频率。
根据该实施例的led驱动电路采用电荷泵pfc模块与llc谐振变换器的级联方案实现ac-dc电压变换，对led负载供电，从而可以获得很高的功率因数(pf)和很低的总谐波失真(thd)。在llc谐振变换器中采用双极型晶体管作为开关管，采用自激振荡控制开关管的导通和断开状态，以及控制控制绕组的短路以及在合适的时间释放短路状态，来控制开关管交替导通，从而来控制谐振频率，从而实现恒流控制，以及简化控制电路和降低电路成本。
图3示出根据本发明第二实施例的led驱动电路的示意性电路图。电源装置300包括整流桥db、滤波电容器cht、电荷泵pfc模块310、llc谐振变换器320。
整流桥db用于将交流输入电压ac转换成整流输入电压。
电荷泵pfc模块310包括二极管d1和升压电容器cboost。二极管d1连接在整流桥db的正输出端和llc谐振变换器320的正输入端之间，从而形成整流桥db至llc谐振变换器320的单向导电路径。二极管d1的阳极连接至llc谐振变换器320中的谐振电容器cr的第一端。升压电容器cboost连接在整流桥db的正输出端和负输出端之间。电荷泵pfc模块310采用从谐振回路获得的谐振电流，从整流输入电压抽取电流以实现功率因数校正，并且给滤波电容器cht提供电流，来实现升压的功能。
滤波电容器cht连接在电荷泵pfc模块310的输出端和整流桥db的负输出端之间。滤波电容器cht将整流输入电压转换成平滑的直流输入电压。
llc谐振变换器320包括第一变压器t1、第二变压器t2、双极型晶体管q1和q2、二极管d2和d3、电容器cmid、谐振电容器cr和谐振电感器lr。二极管d2和d3分别与双极型晶体管q1和q2反向并联连接，电容器cmid与双极型晶体管q2并联连接。
在第一变压器t1的原边，第一变压器t1的原边绕组lp、谐振电容器cr和谐振电感器lr组成谐振回路。在llc谐振变换器320的正输入端和负输入端之间，双极型晶体管q1和q2串联连接，二者的中间节点连接至谐振回路。在谐振回路中，采样电阻rs与原边绕组lp串联连接，从而可以获得用于表征流过原边绕组lp的电感电流的采样信号。第二变压器t2包括围绕同一铁芯的三个绕组，即负载绕组w1、驱动绕组w2和w3。在谐振回路中，负载绕组w1与原边绕组lp串联连接。同时，驱动绕组w2和w3分别与双极型晶体管q1和q2的基极耦合，但方向相反。也即，驱动绕组w2的同名端连接至双极型晶体管q1的基极，驱动绕组w3的异名端连接至双极型晶体管q2的基极。这些绕组用于提供必要电流以驱动双极型晶体管q1和q2的基极，以实现自激振荡驱动(soc，self-oscillatingconverter)。在自激振荡驱动信号的控制下，双极型晶体管q1和q2交替导通和关断，将直流输入电压转换成方波电压。该方波电压输入谐振回路，以产生谐振频率下的谐振电流。因此，通过谐振回路，电能从第一变压器t1的原边传输到第一变压器t1的副边。
在第一变压器t1的副边，二极管d4和d5组成整流电路。副边绕组的两端分别连接二极管d4和d5的阳极，副边绕组的中间抽头接地。输出电容c1连接在二极管d4和d5的阴极和地之间，在其两端提供直流谐振输出电压。
llc谐振变换器320还包括恒流控制电路321。该恒流控制电路221从谐振变换器220的采样电阻rs上获得谐振电流的电流采样信号cs，从谐振变换器220的第一变压器t1的辅助绕组lf获得谐振输出电压的电压反馈信号fb。该恒流控制电路321包括分别连接至第二变压器t2的驱动绕组w2的异名端和同名端的驱动端dr1和dr2，以及连接至双极型晶体管q1和q2的中间节点的接地端gnd。该恒流控制电路321通过控制驱动端dr1和dr2与接地端gnd的连接关系，从而控制谐振频率，从而控制谐振电流。
在工作期间，llc谐振变换器320将直流输入电压转换成谐振输出电压，从而对led负载供电。llc谐振变换器320中双极型晶体管q1和q2的开关换向为自然产生的，为固有的soc振荡频率。然而，llc谐振变换器320工作的时候，还需要调整它的开关频率，该频率一般高于固有的soc振荡频率。
根据该实施例的led驱动电路采用电荷泵pfc模块与llc谐振变换器的级联方案实现ac-dc电压变换，对led负载供电，从而可以获得很高的功率因数(pf)和很低的总谐波失真(thd)。在llc谐振变换器中采用双极型晶体管作为开关管，采用自激振荡控制开关管的导通和断开状态，以及控制至少一个驱动绕组的短路以及在合适的时间释放短路状态，来控制开关管交替导通，从而来控制谐振频率，从而实现恒流控制，以及简化控制电路和降低电路成本。
图4示出图3所示led驱动电路中控制电路的示意性电路图。
恒流控制电路321包括晶体管m1和m2、运算放大器u1和u2、驱动模块3211。在该实施例中，晶体管m1和m2例如为mosfet。进一步地，晶体管m1的第一端和第二端分别连接在驱动端dr1和接地端gnd之间，晶体管m2的第一端和第二端分别连接在驱动端dr2和接地端gnd之间。
驱动模块3211从谐振变换器320的采样电阻rs上获得谐振电流的电流采样信号cs，从谐振变换器320的第一变压器t1的辅助绕组lf获得谐振输出电压的电压反馈信号fb，并且根据电流采样信号cs和电压反馈信号fb产生补偿信号vcomp。驱动模块3211与晶体管m1和m2的控制端相连接，用于分别向晶体管m1和m2提供开通信号vg1和vg2，运算放大器u1和u2向晶体管m1和m2提供关断信号，因此，晶体管m1和m2的开关控制信号是开通信号和关断信号的叠加信号。运算放大器u1的同相输入端接收负电位参考电压-vref，优选为-0.1v，反相输入端与输出端相连接，进一步地，运算放大器u1的输出端与晶体管m1的控制端相连接，运算放大器u1除了能够控制m1关断之外，当dr1端出现负压时，运算放大器u1控制m1处于放大状态，确保dr1端电压不低于-0.1v。运算放大器u2的同相输入端接收负电位参考电压，优选为-0.1v，反相输入端与输出端相连接，进一步地，运算放大器u2的输出端与晶体管m2的控制端相连接，运算放大器u2除了能够控制m2关断之外，当dr2端出现负压时，运算放大器u2控制m2处于放大状态，确保dr2端电压不低于-0.1v。
图5示出图3所示led驱动电路的工作波形图。在图中示出驱动模块3211获得的谐振电流采样信号cs、电压反馈信号fb、时钟信号clk与第一变压器t1的励磁电流ct1，第二变压器t2的励磁电流ct2随时间的变化关系。
谐振电流采样信号cs与第二变压器t2的励磁电流ct2相交于a、b、c点。时钟信号clk有高、低(1、0)两个状态的电平，谐振电流采样信号cs也有正、负(>0、<0)两个状态的电平，两两组合，共有四种不同的状态，从而产生不同的电路阶段。
在时钟信号clk的低电平状态，恒流控制电路321中的驱动模块3211产生第一开通信号vg1，使得晶体管m1导通，晶体管m2则有运算放大器u2控制，会有两个状态：一是关断状态；二是负电压钳位状态。在时钟信号clk的高电平状态，恒流控制电路321中的驱动模块3211产生第二开通信号vg2，使得晶体管m2导通，晶体管m1则有运算放大器u1控制，会有两个状态：一是关断状态；二是负电压钳位状态。
在时钟信号clk的低电平时间段，谐振电流的电流采样信号cs从负电流转换成正电流。在时钟信号clk的高电平时间段，谐振电流的电流采样信号cs从正电流转换成负电流。
因此，led驱动电路的第一阶段对应于图中的时间段t0至t1，第二阶段对应于图中的时间段t1至t2，第三阶段对应于图中的时间段t2至t3，第四阶段对应于图中的时间段t3至t4。
图6a至6c示出了图3所示led驱动电路在第一阶段的等效电路图。如图所示，时钟信号clk为低电平，谐振电流为负电流时为电路的第一阶段。在第一阶段中，恒流控制电路321中的晶体管m1导通、晶体管m2负电压钳位。led驱动电路300的电流路径因谐振电流采样信号cs与第二变压器t2的励磁电流ct2的差值的变化，以及电容器cmid的充电状态的改变而发生变化。
整流桥db包括组成桥路的四个二极管d11至d14，在整流桥db的正输出端和负输出端之间提供整流输入电压。
在时刻t0，双极型晶体管q1和q2均为截止状态。交流输入电压经由谐振回路对电容器cmid充电。在电容器cmid的充电期间，电容器cmid的端电压vmid逐渐升高。谐振电流反向流经第一变压器t1的原边绕组lp和第二变压器t2的负载绕组w1，即，在相应绕组的内部从异名端流向同名端，可以根据谐振电流cs和第二变压器t2的励磁电流ct2的差值判断驱动绕组w2和w3的电流内部是从同名端流向异名端，由于驱动绕组w2的两端电压差只有0.1v，因此可以判断驱动绕组w3内部是没有电流流动的。
如图6a所示，led驱动电路300中的谐振电流路径为：从整流桥db的正输出端，经由谐振电容器cr、谐振电感器lr、第一变压器t1的原边绕组lp、第二变压器t2的负载绕组w1、采样电阻rs、电容器cmid，返回整流桥db的负输出端。此外，由于恒流控制电路321中的晶体管m2负电压钳位，作用类似于连接在恒流控制电路321的驱动端dr2和接地端gnd之间的电压源，因此，双极型晶体管q1的驱动电流路径为：从恒流控制电路321的驱动端dr2，经由第二变压器t2的驱动绕组w2和恒流控制电路321的驱动端dr1，返回恒流控制电路321的接地端gnd，形成电流回路。双极型晶体管q2的驱动电流路径断开。
然后，在电压vmid大于滤波电容器cht的端电压时，谐振电流路径发生变化。此时，双极型晶体管q1的基极集电极结续流，从而工作在反相导通。谐振电流不再对电容器cmid充电，而是经由双极型晶体管q1对滤波电容器cht进行充电。
如图6b所示，led驱动电路300中的谐振电流路径为：从整流桥db的正输出端，经由谐振电容器cr、谐振电感器lr、第一变压器t1的原边绕组lp、第二变压器t2的负载绕组w1、采样电阻rs、双极型晶体管q1、滤波电容器cht，返回整流桥db的负输出端。此外，双极型晶体管q1的驱动电流路径维持不变，双极型晶体管q2的驱动电流路径断开。
然后，在图5中a点之后，在谐振电流cs和第二变压器t2的励磁电流差值发生由负变正时，第二变压器t2的驱动绕组w2和w3的电流流向也要发生改变，从内部异名端流向同名端，此时，恒流控制电路321内部的晶体管m2的由负电压钳位状态变成关断状态，谐振电流的一部分电流反向流经第二变压器t2的驱动绕组w2，即在相应绕组的内部从异名端流向同名端，并且流经双极型晶体管q1的基极集电极结，使得双极型晶体管q1完全反向导通。谐振电流的另一部分经由双极型晶体管q1对滤波电容器cht进行充电。
如图6c所示，led驱动电路300中的谐振电流路径为：从整流桥db的正输出端，经由谐振电容器cr、谐振电感器lr、第一变压器t1的原边绕组lp、第二变压器t2的负载绕组w1、采样电阻rs、双极型晶体管q1、滤波电容器cht，返回整流桥db的负输出端。此外，双极型晶体管q1的驱动电流路径经由第二变压器t2的驱动绕组w2和双极型晶体管q1的基极集电极结，双极型晶体管q2的驱动电流路径断开。
在时刻t1，谐振电流的负电流阶段结束，led驱动电路300的第一阶段结束。
图7a至7b示出了图3所示led驱动电路在第二阶段的等效电路图。如图所示，时钟信号clk为低电平，谐振电流为正电流时为电路的第二阶段。在第二阶段中，恒流控制电路321中的晶体管m1导通、晶体管m2关断。led驱动电路300的电流路径因谐振电流采样信号cs与第二变压器t2的励磁电流ct2的差值的变化。
在时刻t1，谐振电流cs正向，第二变压器t2的驱动绕组w2获得反向的驱动电流，使得双极型晶体管q1为导通状态。双极型晶体管q2维持为截止状态。谐振电流经由二极管d1对升压电容器cboost充电。在电容器cboost的充电期间，升压电容器cboost的端电压vboost逐渐升高。谐振电流正向流经第一变压器t1的原边绕组lp和第二变压器t2的负载绕组w1，即，在相应绕组的内部从同名端流向异名端，可以根据谐振电流cs和第二变压器t2的励磁电流ct2的差值判断驱动绕组w2和w3的电流内部是从异名端流向同名端。
如图7a所示，led驱动电路300中的谐振电流路径为：从谐振电感器lr的第一端，经由谐振电容器cr、升压电容器cboost、滤波电容器cht、双极型晶体管q1、采样电阻rs、第二变压器t2的负载绕组w1、第一变压器t1的原边绕组lp，返回谐振电感器lr的第二端。此外，由于第二变压器t2的驱动绕组w2获得反向的驱动电流，因此，双极型晶体管q1的驱动电流路径为：从第二变压器t2的驱动绕组w2的同名端，经由双极型晶体管q1的基极发射极结，返回第二变压器t2的驱动绕组w2的异名端。双极型晶体管q2的驱动电流路径断开。
然后，在升压电容器cboost的端电压vboost大于滤波电容器cht的端电压vht时，谐振电流路径发生变化。此时，二极管d1导通。谐振电流不再对升压电容器cboost充电，而是经由二极管d1流向双极型晶体管q1的集电极。
如图7b所示，led驱动电路300中的谐振电流路径为：从谐振电感器lr的第一端，经由谐振电容器cr、二极管d1、双极型晶体管q1、采样电阻rs、第二变压器t2的负载绕组w1、第一变压器t1的原边绕组lp，返回谐振电感器lr的第二端。此外，由于第二变压器t2的驱动绕组w2获得反向的驱动电流，因此，双极型晶体管q1的驱动电流路径维持不变。双极型晶体管q2的驱动电流路径断开。
在时刻t2，时钟信号clk的低电平阶段结束，led驱动电路300的第二阶段结束。
图8a至8c示出了图3所示led驱动电路在第三阶段的等效电路图。如图所示，时钟信号clk为高电平，谐振电流cs为正电流时为电路的第三阶段。在第三阶段中，恒流控制电路321中的晶体管m1负电压钳位、晶体管m2导通。晶体管m2的导通使得双极型晶体管q1的基极发射极短接，因此，双极型晶体管q1始终处于截止状态。led驱动电路300的电流路径因电流采样信号cs与第二变压器t2的励磁电流ct2的差值的变化，以及电容器cmid的充电状态的改变而发生变化。
在时刻t2，时钟信号clk从低电平翻转成高电平，双极型晶体管q1和q2均为截止状态。电容cmid经由谐振回路放电。在电容器cmid的放电期间，电容器cmid的端电压vmid逐渐降低。谐振电流正向流经第一变压器t1的原边绕组lp和第二变压器t2的负载绕组w1，即，在相应绕组的内部从同名端流向异名端，可以根据谐振电流cs和第二变压器t2的励磁电流ct2的差值判断驱动绕组w2和w3的电流内部是从异名端流向同名端，由于w2的两端电压差只有0.1v，因此可以判断w3内部是没有电流流动的。
如图8a所示，led驱动电路300中的谐振电流路径为：从谐振电感器lr的第一端，经由谐振电容器cr、二极管d1、滤波电容器cht、电容器cmid、采样电阻rs、第二变压器t2的负载绕组w1、第一变压器t1的原边绕组lp，返回谐振电感器lr的第二端。此外，由于恒流控制电路321中的晶体管m1负电压钳位，作用类似于连接在恒流控制电路321的驱动端dr1的接地端gnd之间的电压源，因此，双极型晶体管q1的驱动电流路径为：从恒流控制电路321的驱动端dr1，经由第二变压器t2的驱动绕组w2和恒流控制电路321的驱动端dr2，返回恒流控制电路321的接地端gnd，形成电流回路。双极型晶体管q2的驱动电流路径断开。
然后，在电压vmid小于恒流控制电路321的接地端gnd的电压时，双极型晶体管q2的驱动电流路径发生变化。此时，双极型晶体管q2的基极集电极结续流，从而工作在反相导通。电容器cmid不再经由谐振回路放电。
如图8b所示，谐振电流的一部分电流正向流经第二变压器t2的驱动绕组w3，即在相应绕组的内部从同名端流向异名端，并且流经双极型晶体管q2的基极集电极结，使得双极型晶体管q2完全反向导通。谐振电流的另一部分经由双极型晶体管q2流向谐振回路。此外，双极型晶体管q1的驱动电流路径维持不变。
然后，在图5中b点之后，在谐振电流和第二变压器t2的励磁电流差值发生由正变负时，第二变压器t2的驱动绕组w2和w3的电流流向也要发生改变，此时，从内部同名端流向异名端，恒流控制电路321内部的晶体管m1的由负电压钳位状态变成关断状态。
如图8c所示，led驱动电路300中的谐振电流路径为：从谐振电感器lr的第一端，经由谐振电容器cr、二极管d1、滤波电容器cht、三极管q2、采样电阻rs、第二变压器t2的负载绕组w1、第一变压器t1的原边绕组lp，返回谐振电感器lr的第二端。此外，双极型晶体管q1的驱动电流路径断开，双极型晶体管q2的驱动电流路径经由双极型晶体管q2的基极集电极结。
在时刻t3，谐振电流的正电流阶段结束，led驱动电路300的第三阶段结束。
图9a至9b示出了图3所示led驱动电路在第四阶段的等效电路图。如图所示，时钟信号clk为高电平，谐振电流为负电流时为电路的第四阶段。在第四阶段中，恒流控制电路321中的晶体管m1关断，晶体管m2导通。晶体管m2的导通使得双极型晶体管q1的基极发射极短接，因此，双极型晶体管q1始终处于截止状态。led驱动电路300的电流路径因电流采样信号cs与第二变压器的励磁电流ct2的差值的变化。
在时刻t3，谐振电流反向，第二变压器t2的驱动绕组w3获得正向的驱动电流，使得双极型晶体管q2为导通状态。双极型晶体管q1维持为截止状态。升压电容器cboost经由谐振回路放电，升压电容器cboost的端电压vboost逐渐降低。谐振电流反向流经第一变压器t1的原边绕组lp和第二变压器t2的负载绕组w1，即，在相应绕组的内部从异名端流向同名端，可以根据谐振电流cs和第二变压器t2的励磁电流ct2的差值判断驱动绕组w2和w3的电流内部是从同名端流向异名端。
如图9a所示，led驱动电路300中的谐振电流路径为：从升压电容器cboost的第一端，经由谐振电容器cr、谐振电感器lr、第一变压器t1的原边绕组lp、第二变压器t2的负载绕组w1、采样电阻rs、双极型晶体管q2，返回升压电容器cboost的第二端。此外，由于第二变压器t2的驱动绕组w3获得正向的驱动电流，双极型晶体管q2的驱动电流路径经由双极型晶体管q2的基极发射极结，双极型晶体管q2正向导通，双极型晶体管q1的驱动电流路径断开。
然后，在升压电容器cboost的端电压vboost小于交流输入电压时，谐振电流路径发生变化。交流输入电压向谐振回路供电。
如图9b所示，led驱动电路300中的谐振电流路径为：从整流桥db的正输出端，经由谐振电容器cr、谐振电感器lr、第一变压器t1的原边绕组lp、第二变压器t2的负载绕组w1、采样电阻rs、双极型晶体管q2，返回整流桥db的负输出端。此外，由于第二变压器t的驱动绕组w3获得正向的驱动电流，双极型晶体管q2的驱动电流路径经由双极型晶体管q2的基极发射极结，双极型晶体管q2正向导通，双极型晶体管q1的驱动电流路径断开。
在时刻t4，时钟信号clk的高电平阶段结束，led驱动电路300的第四阶段结束。
图10示出根据本发明第三实施例的led驱动电路中恒流控制电路的示意性电路图。根据本发明第三实施例的led驱动电路与第二实施例的不同之处在于恒流控制电路的电路结构，其余方面则与第二实施例相同，以下主要描述二者的不同之处。
恒流控制电路421包括晶体管m1和m2、以及驱动模块4211。在该实施例，晶体管m1和m2例如为mosfet。进一步地，恒流控制电路421的驱动端dr1直接与接地端gnd短接，晶体管m1和m2反向串联连接，组成对顶开关，连接在恒流控制电路421的驱动端dr2与接地端gnd之间。也即，晶体管m1的第一端连接至恒流控制电路421的驱动端dr2，晶体管m2的第一端连接至恒流控制电路421的接地端gnd，晶体管m1和m2的第二端彼此连接。
驱动模块4211从谐振变换器220的采样电阻rs上获得谐振电流的电流采样信号cs，从谐振变换器220的第一变压器t1的附加绕组lf获得谐振输出电压的电压反馈信号fb，并且根据电流采样信号cs和电压反馈信号fb产生晶体管m1和m2的开关控制信号。驱动模块4211与晶体管m1和m2的控制端相连接，用于向晶体管m1和m2提供同一个开关控制信号vg。
根据该实施例的led驱动电路，控制电路中的一个驱动端与接地端短接，另一个驱动端与接地端之间反向串联连接晶体管m1和m2作为对顶开关，从而可以省去控制电路中的负电压钳位模块(例如，运算放大器)，从而简化电路结构和降低电路成本。
图11示出图10所示控制电路的工作波形图。在图中示出驱动模块4211获得的电流采样信号cs、电压反馈信号fb、时钟信号clk与第一变压器t1的励磁电流ct1和第二变压器t2的励磁电流ct2随时间的变化关系。
电流采样信号cs与第二变压器t2的励磁电流ct2相交于a、b、c点。时钟信号clk有高、低(1、0)两个状态的电平，电流采样信号cs也有正、负(>0、<0)两个状态的电压，两两组合，共有四种不同的状态，从而产生不同的电路阶段。
在时钟信号clk的上升沿或下降沿，恒流控制电路421中的驱动模块4211产生开关控制信号vg，使得晶体管m1和m2导通，将恒流控制电路421的驱动端dr2与接地端gnd之间短接。在电压反馈信号fb的上升沿或下降沿，恒流控制电路421中的驱动模块4211产生开关控制信号vg，使得晶体管m1和m2截止，将恒流控制电路421的驱动端dr2与接地端gnd之间断开。
因此，led驱动电路的第一阶段对应于图中的时间段t0至t1，第二阶段对应于图中的时间段t1至t2，第三阶段对应于图中的时间段t2至t3，第四阶段对应于图中的时间段t3至t4。
图12示出图4所示恒流控制电路321的详细电路框图。该恒流控制电路321例如是单个封装的芯片。参见图4，恒流控制电路321包括晶体管m1和m2、运算放大器u1和u2、驱动模块3211。
驱动模块3211从谐振变换器320的采样电阻rs上获得谐振电流的电流采样信号cs，从谐振变换器320的第一变压器t1的附加绕组lf获得直流输出电压的电压反馈信号fb，以及向晶体管m1和m2分别提供开通信号vg1和vg2。
进一步地，如图12所示，恒流控制电路321的驱动模块3211包括输出电流计算模块11、峰值限流保护模块12、振荡器13、逻辑模块14和驱动级15、电容c12、恒流源i11。
输出电流计算模块11根据电压反馈信号fb和谐振电流采样信号cs产生补偿信号vcomp。
恒流源i11与电容c12串联连接在供电端和地之间，在二者的中间节点产生斜坡信号。振荡器13的两个输入端分别接收斜坡信号和补偿信号vcomp，根据二者产生时钟信号clk。逻辑模块14根据时钟信号clk产生开通信号vg1和vg2。
在该恒流控制电路321中，开关控制信号的频率与谐振电流和第一变压器t1励磁电流ct1差值的绝对值的平均值相关，也即，根据平均值的负反馈控制开关控制信号的频率，从而可以在第一变压器t1的原边侧实现第一变压器t1的副边侧的输出电流恒流控制。
优选地，恒流控制电路321还可以包括多个保护模块，包括电压反馈端的钳位模块16、开路保护模块17、短路保护模块18，以及供电端的钳位模块19、欠压锁定模块22。此外，恒流控制电路321还可以包括过压保护模块20、过温保护模块21。
图13示出图12所示恒流控制电路321中输出电流计算模块的示意性电路图，图14示出图12所示控制电路输出电流计算的原理示意图。
如图13所示，输出电流计算模块11包括运算放大器amp1和amp2、比较器comp1、开关k11和k12,、晶体管m11至m16、电阻r11和r12、电容c11。
运算放大器amp1的同相输入端接收参考电压vref1，反相输入端选择性地接收电流采样信号cs或接地，输出端连接至晶体管m11的栅极。进一步地，晶体管m11的源极连接至运算放大器amp1的反相输入端。晶体管m13和m14组成第一电流镜，晶体管m17和m18组成第二电流镜，第一电流镜和第二电流镜彼此耦合。晶体管m11与晶体管m13串联连接，使得流经晶体管m11的电流经电流镜耦合，产生流经晶体管m18的第一电流i11。
运算放大器amp2的同相输入端接收参考电压vref2，反相输入端选择性地接收电流采样信号cs或接地，输出端连接至晶体管m12的栅极。进一步地，晶体管m12的源极连接至运算放大器amp2的反相输入端。晶体管m15和m16组成第三电流镜。晶体管m12与晶体管m15串联连接，使得流经晶体管m12的电流经电流镜耦合，产生流经晶体管m16的第二电流i12。
晶体管m16和m18串联连接，使得第二电流镜和第三电流镜串联连接。进一步地，电容c11连接在晶体管m16和m18的中间节点和地之间，从而在电容c11的两端提供补偿信号vcomp。
比较器comp1的同相输入端和反相输入端分别接收电压反馈信号fb和参考电压vref3。开关k11和k12分别是单刀双掷开关。比较器comp1的输出端连接到开关k11和k12的控制端，使得开关k11和k12同时切换，从而将运算放大器amp1和amp2的反相输入端以互补方式，经由电阻r11接地，或者经由电阻r12连接至电流采样信号cs。
为了进一步详细说明，以下分析中将电流镜的放大倍数假定为1，上述的参考电压vref1、vref2和vref3分别设置为0.85、0.95v、0.2v。然而，本发明不限于此，参考电压vref2大于vref1，并且可以分别是任意合适的数值。进一步地，定义参考电压信号vcscc＝vref2-vref1。
第一阶段t1：电压反馈信号fb大于参考电压vref3
在第一阶段，比较器comp1产生的开关控制信号将开关k11和k12分别切换至a端。运算放大器amp2的反相输入端经由电阻r12接收电流采样信号cs，运算放大器amp1的反相端经由电阻r11接地。在电流采样信号cs为零时，运算放大器amp2在中间节点产生的第二电流i12＝vref2/r，其中,r表示电阻r11和r12的电阻值。运算放大器amp1在中间节点产生的第一电流i11＝vref1/r，其中,r表示电阻r11和r12的电阻值，因此，电容c11接收的电流idiff＝i12-i11＝(vref2-vref1)/r＝vcscc/r>0，对电容c11进行充电。在电流采样信号cs小于零时(记成cs1，代表第一阶段cs电流小于0的部分)，运算放大器amp2在中间节点产生的第二电流i12＝vref2/r+|cs1|*rs/r>0。运算放大器amp1在中间节点产生的第一电流i11＝vref1/r，其中,r表示电阻r11和r12的电阻值。因此，电容c11接收的电流idiff＝i12-i11＝(vref2-vref1)/r+|cs1|*rs/r＝vcscc/r+|cs1|*rs/r>0，对电容c11进行充电。
在电流采样信号cs大于零时(记成cs2，代表第一阶段cs电流大于0的部分)，运算放大器amp2在中间节点产生的第二电流i12＝vref2/r-cs2*rs/r。运算放大器amp1在中间节点产生的i11＝vref1/r，其中,r表示电阻r11和r12的电阻值。因此，电容c11接收的电流idiff＝i12-i11＝(vref2-vref1)/r-cs2*rs/r＝vcscc/r-cs2*rs/r在vcscc/r>cs2*rs/r时，电容c11接收的电流idiff＝vcscc/r-cs2*rs/r>0，对电容c11进行充电。在vcscc/r<cs2*rs/r时，电容c11接收的电流idiff＝vcscc/r-cs2*rs/r<0，对电容c11进行放电。
因此在第一阶段：电容c11接收电流idiff的平均值等于：
由于参考电压信号是直流电压，因此
因此公式(1)变成：
定义对电容c11等效平均充电电流是isource；等效平均放电电流是isink
在第一阶段,等效平均充电电流isource＝vcscc/r。
在第一阶段,等效平均放电电流isink等于谐振电流与第一变压器t1的励磁电流ct1差值的绝对值的平均值：
第二阶段t2：电压反馈信号fb小于参考电压vref3
在第二阶段，比较器comp1产生的开关控制信号，将开关k11和k12分别切换至b端。运算放大器amp2的反相输入端经由电阻r11接地，运算放大器amp1的反相端经由电阻r12接收电流采样信号cs。
在电流采样信号cs为零时，运算放大器amp2在中间节点产生的第二电流i12＝vref2/r，其中,r表示电阻r11和r12的电阻值。运算放大器amp1在中间节点产生的第一电流i11＝vref1/r，其中,r表示电阻r11和r12的电阻值，因此，电容c11接收的电流idiff＝i12-i11＝
(vref2-vref1)/r＝vcscc/r>0，对电容c11进行充电。
在电流采样信号cs大于零时(记成cs3，代表第二阶段cs电流大于0的部分)，运算放大器amp2在中间节点产生的第二电流i12＝vref2/r。运算放大器amp1在中间节点产生的i11＝vref1-cs3*rs/r，其中,r表示电阻r11和r12的电阻值。因此，电容c11接收的电流idiff＝i12-i11＝(vref2-vref1)/r+|cs|*rs/r＝vcscc/r+cs3*rs/r>0，对电容c11进行充电。
在电流采样信号cs小于零时(记成cs4，代表第二阶段cs电流小于0的部分)，运算放大器amp2在中间节点产生的第二电流i12＝vref2/r。运算放大器amp1在中间节点产生的第一电流i11＝vref1/r+|cs4|*rs
/r>0，其中,r表示电阻r11和r12的电阻值。因此，电容c11接收的电流idiff＝(vref2-vref1)/r-|cs4|*rs/r＝vcscc/r-|cs4|*rs/r>0在vcscc/r>|cs4|*rs/r时，电容c11接收的电流idiff
＝vcscc/r-|cs4|*rs/r>0，对电容c11进行充电。
在vcscc/r<|cs4|*rs/r时，电容c11接收的电流idiff
＝vcscc/r-|cs4|*rs/r<0，对电容c11进行放电。
因此在第二阶段：电容c11接收电流idiff的平均值等于：
由于参考电压信号是直流电压，因此
因此公式(3)同样变成：
在第二阶段,等效平均充电电流isource＝vcscc/r。
在第二阶段,等效平均放电电流isink同样等于谐振电流与第一变压器t1的励磁电流ct1差值的绝对值的平均值：
其中，rs表示采样电阻rs的电阻值，r表示电阻r11和r12的电阻值，cs表示与谐振电流相关的电流采样信号，ct1表示与励磁电流相关的电流采样信号。
在输出电流计算模块11中，电容c11的作用是在谐振周期中对等效平均充电电流isource和等效平均放电电流isink进行积分，从而产生补偿信号vcomp。当
当
当
如图14所示，输出电流计算模块11根据谐振电流信号和第一变压器励磁电流信号的差值的绝对值的平均值获得补偿信号，该补偿信号的数值对应于谐振电流cs与第一变压器励磁电流ct1所围成的区域面积s(a)＝s(b)-s(c)，根据llc半桥原理可知，该区域面积与输出电流成比例关系。具体地，根据补偿信号产生开关控制信号，以短接所述第一双极型晶体管和所述第二双极型晶体管至少之一的驱动电流，从而实现谐振频率的控制。在恒流控制反馈回路中，上述补偿信号vcomp维持不变，即维持相应的区域面积维持不变，使得谐振频率维持与期望的电流输出相对应的恒定数值，从而实现恒流控制。
在上述的实施例中，描述了包括电荷泵pfc模块和llc谐振变换器的led驱动电路。可以理解，基于类似的工作原理，llc谐振变换器可以单独使用，并且仍然可以实现相同的技术效果。
在上述的实施例中，描述了llc谐振变换器中的通过控制上侧双极型晶体管的驱动绕组的短路以及在合适的时间释放短路状态，来控制开关管交替导通，从而使得双极型晶体管的开关周期跟随电路内部开关控制信号的周期，进一步根据谐振电流的负反馈控制开关控制信号得频率，使得谐振频率维持与期望的电流输出相对应的恒定数值，从而实现恒流控制。然而，本发明不限于此。可以理解，基于类似的工作原理，对llc谐振变换器的下侧双极型晶体管的驱动绕组的电路路径控制也可以实现相同的技术效果。
依照本发明的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。
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