一种谐振变换器的制作方法

本发明属于电子电路技术领域，尤其涉及一种谐振变换器。

背景技术：

谐振变换器通常是将不稳定的直流作为输入，将其变换至一稳定的dc电压，根据应用需要，电压的高低以及电流的大小各不相同。谐振变换器通常作为恒压源给集成电路供电。在过去的几十年里，已有许多的电路拓扑应用于各种变换器。其主要类型可分为定频脉宽调制变换器和变频谐振变换器。

llc半桥谐振变换器具有较高的效率，较窄的工作电压范围和较慢的动态相应。定频脉宽调制控制的正/反激变换器则具有较低的效率，较宽的工作电压范围和较快的动态相应，在工业上得到了广泛的应用。定频脉宽调制控制的正/反激变换器亦在dc/dc电源模块中得以应用，谐振变换器具有较高的效率，非常小的谐振电容体积，较窄的工作电压范围和较慢的动态相应。传统的变换器是定频脉宽调制控制的，原边的频率控制器的控制频率不变，而llc半桥谐振变换器在上下开关管的死区时，谐振电感的能量只能存储在原边，从而导致原边的开关损耗大，开关的控制频率无法提升，而且开关的控制频率越高，功率损耗大，导致谐振变换器的功率密度也无法提升。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种谐振变换器，旨在解决传统的技术方案中存在的原边的开关损耗大，开关的控制频率无法提升，导致谐振变换器的功率密度也无法提升的问题。

一种谐振变换器，包括输入端、输出端，第一开关、第二开关、第三开关、第四开关、频率控制器、谐振电容、第一变压器、第二变压器以及反馈电路；

所述输入端连接外部电源，所述输出端连接外部负载；

所述第一开关和所述第二开关串联在所述输入端和地之间，所述第一开关的控制端和所述第二开关的控制端均与所述频率控制器连接；所述第一开关和第二开关连接的公共端与所述谐振电容的一端连接；

所述第一变压器的原边的第二端与所述第二变压器的原边的第一端连接，所述第一变压器的原边的第一端与所述谐振电容的另一端连接，所述第二变压器的原边的第二端与地连接；

所述第一变压器的副边的第二端和所述第二变压器的副边串联，所述第一变压器的副边的第一端通过所述第三开关连接到地；所述第二变压器的副边的第二端通过所述第四开关连接到地；所述第一变压器的副边和所述第二变压器的副边连接的公共端连接所述输出端；

所述反馈电路连接于所述输出端与所述频率控制器之间；

所述频率控制器用于根据所述反馈电路输出的反馈信号，输出控制所述第一开关进行动作的第一控制信号和控制所述第二开关进行动作的第二控制信号，以使所述第一变压器和所述第二变压器交替向副边侧输出电流。

上述的谐振变换器，将一个变压器的原边等效为常规电路中的谐振电感，在第一开关和第二开关的死区时间里，谐振腔内的能量可以输出到副边，形成连续的输出电流。无论在上半周期或下半周期，第一变压器或第二变压器交替向副边输出电流，扩大了输入电压的范围，提高了谐振变换器的动态响应和功率密度，有效减少了原边的开关损耗，使得谐振变换器可以工作在可变的高频率下。

附图说明

图1为本发明第一实施例提供的谐振变换器的电路结构示意图；

图2为本发明第二实施例提供的谐振变换器的电路结构示意图；

图3为本发明第三实施例提供的谐振变换器的电路结构示意图；

图4为本发明第四实施例提供的谐振变换器的电路结构示意图；

图5为本发明实施例提供的谐振变换器的等效电路结构示意图；

图6为本发明实施例提供的谐振变换器的等效电路结构示意图；

图7为本发明第二实施例提供的谐振变换器的工作时序图；

图8为本发明第五实施例提供的谐振变换器的电路结构示意图；

图9为本发明第六实施例提供的谐振变换器的电路结构示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

实施例一

如图1所示，本实施例提供了一种谐振变换器，包括输入端m1和输出端m2，第一开关q1、第二开关q2、频率控制器10、谐振电容c1、第一变压器tx1、第二变压器tx2、反馈电路、第三开关q3和第四开关q4，输入端m1连接外部电源v1，输出端m2连接外部负载r1；第一开关q1和第二开关q2串联在输入端m1和地之间，第一开关q1的控制端和第二开关q2的控制端均与频率控制器10连接；第一开关q1和第二开关q2连接的公共端与谐振电容c1的一端连接；第一变压器tx1的原边与第二变压器tx2的原边串联，第一变压器tx1的原边的第一端与谐振电容c1的另一端连接，第二变压器tx2的原边的第二端与地连接；第一变压器tx1的副边和第二变压器tx2的副边串联，第一变压器tx1的副边的第一端通过第三开关q3连接到地；第二变压器tx2的副边的第二端通过第四开关q4连接到地；第一变压器tx1的副边和第二变压器tx2的副边连接的公共端连接输出端m2；反馈电路，连接在输出端m2与频率控制器10之间；频率控制器10，用于根据反馈电路输出的信号，输出控制第一开关q1进行动作的第一控制信号和控制第二开关q2进行动作的第二控制信号。

其中，第一变压器tx1和第二变压器tx2为相同的变压器。第一变压器tx1和第二变压器tx2的激磁电感相同，且原边和副边的线圈匝数比相同，形成对称的双变压器结构，在谐振变换器运行周期内，谐振电容c1分别能与第一变压器tx1的原边以及第二变压器tx2的原边形成llc谐振电路。在本实施例中，第一开关q1、第二开关q2、第三开关q3和第四开关q4为mos管，在其他实施例中，也可以为电子开关器件。频率控制器10输出频率可变的第一控制信号和第二控制信号，第一控制信号和第二控制信号分别用于控制第一开关q1和第二开关q2的导通和断开。

在此实施例中，频率控制器10位于第一变压器tx1和第二变压器tx2的副边侧，还用于根据反馈电路输出的信号，输出控制第三开关q3进行动作的第三控制信号和控制第四开关q4进行动作的第四控制信号。频率控制器10直接连接第三开关q3的控制端和第四开关q4的控制端。

进一步地，谐振变换器还包括隔离驱动电路20，频率控制器10的输出连接隔离驱动电路20，输出第一控制信号和第二控制信号，隔离驱动电路20用于对第一控制信号和第二控制信号进行驱动隔离。

其中，反馈电路包括第一分压电阻r3和第二分压电阻r4，第一分压电阻r3和第二分压电阻r4串联连接在谐振变换器的输出端m2和地之间，第一分压电阻r3和第二分压电阻r4的公共连接端连接频率控制器10，直接将采集的电压信号反馈至频率控制器10。

当频率控制器10位于变压器副边时，反馈电路得以简化，且不用同步整流控制电路，动态响应好，且有利于与数字接口电路连接，如usb-pd，pmbus。

实施例二

如图2所示，本实施例提供了一种谐振变换器，包括输入端m1和输出端m2，第一开关q1、第二开关q2、频率控制器10、谐振电容c1、第一变压器tx1、第二变压器tx2、反馈电路30、第三开关q3和第四开关q4，输入端m1连接外部电源v1，输出端m2连接外部负载r1；第一开关q1和第二开关q2串联在输入端m1和地之间，第一开关q1的控制端和第二开关q2的控制端均与频率控制器10连接；第一开关q1和第二开关q2连接的公共端与谐振电容c1的一端连接；第一变压器tx1的原边与第二变压器tx2的原边串联，第一变压器tx1的原边的第一端与谐振电容c1的另一端连接，第二变压器tx2的原边的第二端与地连接；第一变压器tx1的副边和第二变压器tx2的副边串联，第一变压器tx1的副边的第一端通过第三开关q3连接到地；第二变压器tx2的副边的第二端通过第四开关q4连接到地；第一变压器tx1的副边和第二变压器tx2的副边连接的公共端连接输出端m2；反馈电路30，连接在输出端m2与频率控制器10之间；频率控制器10，用于根据反馈电路30输出的信号，输出控制第一开关q1进行动作的第一控制信号和控制第二开关q2进行动作的第二控制信号。

其中，第一变压器tx1和第二变压器tx2为相同的变压器。第一变压器tx1和第二变压器tx2的激磁电感相同，且原边和副边的线圈匝数比相同，形成对称的双变压器结构，在谐振变换器运行周期内，谐振电容c1分别能与第一变压器tx1的原边以及第二变压器tx2的原边形成llc谐振电路。在本实施例中，第一开关q1、第二开关q2、第三开关q3和第四开关q4为mos管，在其他实施例中，也可以为电子开关器件。频率控制器10输出频率可变的第一控制信号和第二控制信号，第一控制信号和第二控制信号分别用于控制第一开关q1和第二开关q2的导通和断开。

在此实施例中，频率控制器10位于第一变压器tx1和第二变压器tx2的原边侧，还用于根据反馈电路30输出的信号，输出控制第一开关q1进行动作的第一控制信号和控制第二开关q2进行动作的第二控制信号。频率控制器10直接连接第一开关q1的控制端和第二开关q2的控制端。

进一步地，谐振变换器还包括第一非门u1、第二非门u2、第一隔离驱动模块u4和第二隔离驱动模块u5；第一开关q1的第一控制信号经过第一非门u1和第一隔离驱动模块u4得到控制第三开关q3的第三控制信号；第二开关q2的第二控制信号经过第二非门u2和第二隔离驱动模块u5得到控制第四开关q4的第四控制信号。

其中，第一非门u1的输入端连接频率控制器10或第一开关q1的控制端，第二非门u2的输入端连接频率控制器10或第二开关q2的控制端。第一控制信号通过非门的反向产生相位相反的第三控制信号，第二控制信号通过非门的反向产生相位相反的第四控制信号，并通过隔离驱动模块对第三控制信号和第四控制信号进行隔离驱动。

其中，反馈电路30包括：采样模块、比较放大模块、和光耦u3；采样模块用于获取输出端m2的电压值；比较放大模块连接采样模块，用于对获取的输出端m2的电压值进行比较放大，得到频率控制器10的反馈信号；光耦u3的发射端与比较放大模块连接，其接收端与频率控制器10连接，用于将频率控制器10的反馈信号隔离反馈到频率控制器10。

进一步地，采样模块包括第一分压电阻r3和第二分压电阻r4，第一分压电阻r3和第二分压电阻r4串联连接在谐振变换器的输出端m2和地之间，第一分压电阻r3和第二分压电阻r4的共接端连接比较放大模块。

比较放大模块包括放大器x1、电压源v2和补偿电路z，放大器x1的反相输入端连接采样模块，放大器x1的正相输入端连接电压源v2，放大器x1的输出端连接光耦u3的发射端，补偿电路z连接在放大器x1的反相输入端和放大器x1的输出端之间，其中，电压源v2用于输出一预设电压值，补偿电路z为电阻和/或电容组成的阻抗电路。

优选地，第一开关q1导通时，第三开关q3断开；第二开关导通时，第四开关q4断开。

优选地，第一开关q1断开且第二开关q2断开时，第三开关q3导通或第四开关q4导通。

下面具体描述上述谐振变换器的工作原理：

(1)当第一开关q1导通，第二开关q2断开时，第三开关q3断开，第四开关q4导通，谐振变换器的等效电路如图5所示，此时，变压器tx1工作在反激模式，变压器tx2工作在正激模式，第一变压器tx1的副边开路，第一变压器tx1的原边作为谐振电感与谐振电容c1组成lc谐振电路，第二变压器tx2的副边输出的能量经过第四开关q4输出至负载r1。

(2)当第一开关q1断开，第二开关q2导通时，第三开关q3导通，第四开关q4断开，谐振变换器的等效电路如图6所示，此时，变压器tx2工作在反激模式，变压器tx1工作在正激模式，第二变压器tx2的副边开路，第二变压器tx2的原边作为谐振电感与谐振电容c1组成lc谐振电路，第一变压器tx1的副边输出的能量经过第三开关q3输出至负载r1。

当负载r1变化时，会引起谐振变换器输出端m2的电流的变化，反馈电路30将谐振变换器输出端m2电流的变化反馈到频率控制器10。即负载r1的电流增大时，频率控制器10输出的控制信号的频率降低，负载r1的电流减小时，频率控制器10输出的控制信号的频率增大，即频率随负载r1的电流呈反比例变化，从而调节谐振变换器输出端m2的电压，使谐振变换器输出端m2的电压稳定。

如图7所示，从t0至t4为一个控制周期，”q1”为第一开关q1的第一控制信号的电压波形，“q2”为第二开关q2的第二控制信号的电压波形，“ip”为图2中ip处的电流波形，“iq3”为第三开关q3处的电流波形，“iq4”为第四开关q4处的电流波形。

(1)从t0至t1是死区状态，此时，第一开关q1和第二开关q2都处于断开状态，第三开关q3和第四开关q4处于导通状态，在t0时刻以前，第二变压器tx2工作在电感模式，在t0至t1时间区间，第二变压器tx2中的储能经过第四开关q4输出到负载r1。a点的电压在t0从零开始上升，并在t1时刻前升至v1，第一开关q1在零电压状态，第一开关q1于t1时刻导通，第一变压器tx1的原边电流和第二变压器tx2的原边电流(即ip处的电流)由负转正，在t1时刻前穿过零点。

tx2在做电感时，先储能，后在死区时传递能量，然后才转变为变压器，然后再变为电感，tx2做电感时为反激变换器，做变压器时为正激变换器。

(2)从t1至t2时刻是q1开通时区，tx2工作在正激变压器模式，此时，第一开关q1导通，第二开关q2断开，第三开关q3断开，第四开关q4导通，能量经过第四开关q4输出到负载r1。第一变压器tx1的原边电流和第二变压器tx2的原边电流由零上升至最大值。q1在t2时刻断开，第一变压器tx1的原边电流和第二变压器tx2的原边电流从峰值开始下降，在t2至t3的死区td时间里降至零,在t3时刻穿过零点。

(3)从t2至t4时刻为下半周期，从t2至t3是死区状态，第一开关q1和第二开关q2都处于断开状态，第三开关q3和第四开关q4处于导通状态，在t2时刻以前，第一变压器tx1工作在电感模式，在t2至t3时间区间，第一变压器tx1的储能经过q3输出到负载r1。a点的电压从v1开始下降，并在t3时刻前降至零，第二开关q2在零电压状态，第二开关q2于t3时刻导通。第一变压器tx1的原边电流和第二变压器tx2的原边电流由正转负，在t3时刻前穿过零点。

(4)从t3至t4时刻是第二开关q2的导通时间，第一变压器tx1工作在正激变压器模式，此时，第一开关q1断开，第二开关q2导通，第三开关q3导通，第四开关q4断开，能量经过第三开关q3输出到负载r1。第一变压器tx1的原边电流和第二变压器tx2的原边电流由零下降至最小值。第二开关q2在t4时刻断开，第一变压器tx1的原边电流和第二变压器tx2的原边电流从峰值开始归零，在t4至t5的死区td时间里回归至零,在t5时刻穿过零点。

本实施例提供的谐振变换器，谐振电感是与副边耦合的电感,在每个死区时间里，谐振腔内的能量输出到副边，形成连续的输出电流。无论在上半周期或下半周期，第一变压器tx1或第二变压器tx2都交替向副边输出电流，扩大了输入电压的范围，提高了谐振变换器的动态响应和功率密度。而且，本申请提供的谐振变换器用变压器的原边代替谐振电感，在死区状态，变压器的原边储存的能量可以从变压器的原边传到变压器的副边，有效减少原边的开关损耗，使得谐振变换器可以工作在高于谐振频率的频段下。

实施例三

如图3所示，本实施例的结构和实施例二的区别是：在变压器的副边侧，第三开关和第四开关的控制信号的来源不同。本实施例中采用同步整流控制器40来输出第三开关的第三控制信号和第四开关的第四控制信号，而不再采用图2中的两个非门和两个隔离驱动模块。

同步整流控制器40的第一输入端连接第一变压器tx1的副边的第一端，同步整流控制器40的第二输入端连接第二变压器tx2的副边的第二端，同步整流控制器40用于根据第一变压器tx1的副边的第一端的电压，输出第四开关q4的第四控制信号，和用于根据第二变压器tx2的副边的第二端的电压，输出第三开关q3的第三控制信号。本申请实施例提供的同步整流控制器40可以采用常用的控制器。优选地，第三控制信号与第一控制信号为频率相同、相位相反的信号，第四控制信号与第二控制信号为频率相同、相位相反的信号。

在本实施例中，反馈电路30和实施例二中的反馈电路结构相同，图3中省略未画出。

本实施例中的谐振变换器的工作原理和实施例二基本相同，在此不再赘述。

相比较实施例二，本实施例省略了非门和隔离驱动器，借用工作在电感模式的变压器副边作为隔离驱动器、或驱动信号源，即第一变压器tx1的副边驱动第四开关q4，用第二变压器tx2的副边驱动第三开关q3。

实施例四

如图4所示，本实施例的结构和实施例二的区别是：在变压器的副边侧，第三开关和第四开关的控制原理不同。本实施例中采用第一二极管来作第三开关，采用第二二极管来作第四开关，两个二极管作开关时，无需外部控制信号，因此不需要如图2中的两个非门和两个隔离驱动模块。

具体地，第三开关q3为第一二极管d1，第四开关q4为第二二极管d2；第一二极管d1的阴极连接第一变压器tx1的副边的第一端，第一二极管d1的阳极接地，第二二极管d2的阴极连接第二变压器tx2的副边的第二端，第二二极管d2的阳极接地。

在本实施例中，反馈电路30和实施例二中的反馈电路结构相同，图3中省略未画出。

本实施例中的谐振变换器的工作原理和实施例二基本相同，在此不再赘述。

相比较实施例二，当谐振变换器的输出端电压高于12伏时，本实施例结构可以简化第三开关和第四开关的控制电路，提高系统可靠性，降低设计成本。

实施例五

如图8所示，本实施例是在实施例二的结构基础上提供的谐振变换器的电路结构图，其与实施例二的区别在于，谐振变换器还包括第五开关q5和第六开关q6；第五开关q5和第六开关q6串联在输入端m1和地之间；第二变压器tx2的原边的第二端通过第五开关q5与地连接，第六开关q6与输入端m1连接。

其中，第一开关q1、第二开关q2、第五开关q5和第六开关q6组成全桥电路，以形成全桥谐振变换器，这样可以更充分地利用外部电源v1。

其中，第一开关q1和第五开关q5同时导通或同时断开，第二开关q2和第六开关q6同时导通或同时断开时，第五开关q5的控制端连接频率控制器10，第六开关q6的控制端连接频率控制器10，第五开关q5的控制端输入第一控制信号，第六开关q6的控制端输入第二控制信号，其工作原理与实施例二中的谐振变换器相同，在此不再赘述。

另外，全桥的开关结构也可以使用在实施例一、实施例三、实施例四中，在此不做更多举例，应该可以理解，本实施例的描述不应限制本申请的保护范围。

实施例六

如图9所示，本实施例是在实施例三的结构基础上提供的谐振变换器的电路结构图，其与实施例三的区别在于，谐振变换器还包括：第三变压器tx3、第四变压器tx4、第七开关q7、第八开关q8；第三变压器tx3的原边与第四变压器tx4的原边串联，第三变压器tx3的原边的第一端与谐振电容c1的另一端连接，第四变压器tx4的原边的第二端与地连接；第三变压器tx3的副边和第四变压器tx4的副边串联，第三变压器tx3的副边的第一端通过第七开关q7连接到地；第四变压器tx4的副边的第二端通过第八开关q8连接到地；第三变压器tx3的副边和第四变压器tx4的副边连接的公共端连接输出端m2。

该谐振变换器采用并联拓扑结构，增加的电路模块与实施例三中的对应部分的电路结构相同，在实际应用中，可以以该电路模块作为基本的模块单元，从而可以通过增加多个相同的电路模块，实现谐振变换器各种功率等级的产品设计。

其中，第三变压器tx3、第四变压器tx4与第一变压器tx1、第二变压器tx2相同，与第一变压器tx1和第二变压器tx2的激磁电感相同，且变压器中原边和副边的线圈匝数比相同，形成对称的双变压器结构，在谐振变换器运行周期内，谐振电容c1分别能与第三变压器tx3的原边以及第四变压器tx4的原边形成的相同的llc谐振电路。其中，第七开关q7和第三开关q3同时导通或同时断开，且第八开关q8和第四开关q4同时导通或同时断开。

另外，该并联拓扑结构也可以使用在实施例一、实施例二、实施例四和实施例五中，在此不做更多举例，应该可以理解，本实施例的描述不应限制本申请的保护范围。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。