一种软开关型双向串联谐振变换器及其恒增益控制方法与流程

本发明属于电力电子领域的开关电源技术领域,具体地涉及一种软开关型双向串联谐振变换器及其恒增益控制方法。

背景技术：

随着日渐严重的能源枯竭和环境污染问题，基于可再生能源的微电网系统近年来得到了迅猛发展。微电网系统包括由风力发电机、燃料电池、光伏列阵组成的分布式发电系统，由锂电池组、电力电子接口设备、超级电容器组成的储能系统。其中电力电子接口设备有助于发电系统、储能系统和负载之间的能量的流动和分配。出于对双向潮流、电压匹配和安全问题的考虑，双向DC-DC变换器由于其软开关、功率密度高、可靠性高等特点可作为该接口使用。而在分布式发电系统中，前端DC-DC转换器主要充当隔离的低压配电总线，用于电压电平的产生和调节，因此，前端DC-DC转换器可以设计为半稳压或非稳压单输出DC-DC转换器，称为DC-DC变压器(DCX)。

在双向DC-DC变换器中，双有源桥(DAB)变换器受到专家学者的广泛关注。双向串联谐振变换器作为一种谐振型DAB变换器也得到了发展。传统的双向串联谐振变换器的拓扑结构如图1所示。通常会使用变频控制策略对其进行控制，然而，该变换器只在谐振点上才具有最低的阻抗，电压增益为1，一旦远离了谐振点，则增益低于1且有很大的能量环流，降低其传输效率。原边定频移相控制也是比较常见的控制策略之一，该方法也不能使电压增益大于1，同时较大的移相角也会造成较大的环路损耗。这两个方法都不能使变换器作为DCX使用，又不能实现能量的自然双向流动，而且在传统的双向串联谐振变换器拓扑下，正反向工作性能不一致，且不能实现全负载范围下的软开关。

技术实现要素：

本发明公开的一种软开关型双向串联谐振变换器及其恒增益控制方法目的之一是提供一种拓扑结构完全对称的双向串联谐振变换器，能够克服传统双向串联谐振变换器正反运行不对称问题，同时又能够实现所有MOS管在全负载范围内的零电压开通(ZVS)，提高变换器的传输效率和可靠性。

本发明的另一个目的是提供一种软开关型双向串联谐振变换器的恒增益控制方法，能够实现所述变换器的电压恒增益功能，同时也能降低环流损耗以及实现正反向运行模式下能量的自然双向流动。

本发明的目的是通过下述技术方案实现的。

本发明公开的一种软开关型双向串联谐振变换器包括主电路和控制电路，主电路包括开关网络、谐振网络、辅助器件和一个理想变压器。理想变压器的匝比为n：1，其原边、副边的两个开关网络均为全桥网络，分别连接电压V1和电压V2，当正向工作时V1为输入电压，V2为输出电压；当反向工作时V2为输入电压，V1为输出电压。原边、副边都由四个MOS管组成，原边是Q1、Q2、Q3、Q4，副边是Q5、Q6、Q7、Q8；原边、副边的两个谐振网络均为LC串联谐振网络，原边的谐振电感为Lr1，谐振电容为Cr1，副边的谐振电感为Lr2，谐振电容为Cr2；原副边均有一个电感作为辅助器件，原边的辅助电感为L1，副边的辅助电感为L2。

连接关系是：在所述软开关型双向串联谐振变换器的原边，电压V1的正极同时与MOS管Q1和MOS管Q3的漏极相连，电压V1的负极同时与MOS管Q2和MOS管Q4的源极相连，MOS管Q1的源极和MOS管Q2的漏极同时与谐振电容Cr1和辅助电感L1的一端相连，MOS管Q3的源极和MOS管Q4的漏极同时与辅助电感L1的另一端以及变压器原边的负极相连，谐振电容Cr1的另一端与谐振电感Lr1的一端相连，谐振电感Lr1的另一端与变压器正极相连；在变压器副边，变压器副边的正极与谐振电感Lr2的一端相连，谐振电感Lr2的另一端与谐振电容Cr2的一端相连，变压器副边负极同时和MOS管Q5的源极、MOS管Q6的漏极以及辅助电感L2的一端相连，辅助电感L2的另一端同时与MOS管Q7的源极、MOS管Q8的漏极以及谐振电容Cr2的另一端相连，MOS管Q5和MOS管Q7的漏极与电压V2的正极连在一起，MOS管Q6和MOS管Q8的源极与电压V2的负极相连。

所述控制电路主要由以DSP为核心的控制器和用以产生驱动信号的驱动电路构成。在CPU的控制下，产生互补的PWM驱动信号，驱动电路将接收到的来自控制器的PWM信号，经过隔离和电压增强后为主电路的MOS管(Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8)提供驱动电压。

作为优选，所述MOS管(Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8)为存在反并联体二极管和漏源极寄生电容的功率开关管。

本发明还公开一种用于软开关型双向串联谐振变换器的恒增益控制方法：

在正向运行模式的额定负载下，驱动信号加上死区时间为半个谐振周期，任何一个功率MOS管(Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8)关闭时，谐振电流都为零。当谐振电流为从负值变为正值的零点时同时关闭原边MOS管Q2和Q3及与之对应的副边MOS管Q5和Q8，经过第一个死区时间，同时开通原边MOS管Q1和Q4及与之对应的副边MOS管Q6和Q7；当谐振电流为从正值变为负值的零点时同时关闭MOS管Q1和Q4及Q6和Q7，经过第二个死区时间，再同时把MOS管Q2和Q3及Q5和Q8打开。

在反向运行模式的额定负载下，驱动信号加上死区时间为半个谐振周期，任何一个功率MOS管(Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8)关闭时，谐振电流都为零。当谐振电流为从负值变为正值的零点时同时关闭原边MOS管Q2和Q3及与之对应的副边MOS管Q5和Q8，经过第一个死区时间，同时开通原边MOS管Q1和Q4及与之对应的副边MOS管Q6和Q7；当谐振电流为从正值变为负值的零点时同时关闭MOS管Q1和Q4及Q6和Q7，经过第二个死区时间，再同时把MOS管Q2和Q3及Q5和Q8打开。

正向、反向模式下控制方法相同，于是当能量方向发生变化时，无须更换控制逻辑，能够实现正反向运行模式下能量的自然双向流动。在所述控制方法下，原边、副边驱动信号无移相角，输入、输出电压增益即为变压器匝比，匝比一旦固定则电压增益不变。

本发明公开的一种用于软开关型双向串联谐振变换器的工作方法为：

正向工作时，当变换器工作在额定负载时，在t0时刻，谐振电流ir1为正值，原边MOS管Q1和Q4及对应的副边MOS管Q6和Q7同时开通，虽然ir1为正值，但辅助电感L1的电流iL1为负值，且其值比ir1大，流过Q1和Q4的电流为ir1与iL1之和，于是有充足的电流流过Q1和Q4的体二极管，把Q1和Q4钳位为0，Q1和Q4为零电压开通；副边t0时ir2为负值，iL2也为负值，流过Q6和Q7体二极管的电流为ir2与iL2之和，把Q6和Q7两端的电压钳位为0，使Q6和Q7实现零电压开通；谐振电流为正弦信号，谐振电流在t1时达到零，MOS管Q1和Q4及Q6和Q7同时关断，此时原副边所有MOS管的结电容都进行着对应的充放电过程，Q1、Q4、Q6、Q7的结电容在充电，Q2、Q3、Q5、Q8的结电容在放电，在t2时充放电完毕，谐振电流与辅助电流之和流向Q2、Q3、Q5、Q8的体二极管，把电压钳位为零，为其在t3时的零电压开通创造条件；后半周期波形与前半周期波形对称，原理也相同。

随着负载的变轻，谐振电流的相位角逐渐变大，不再是电流为零时关断相应的MOS管。但谐振电流的峰值也随之不断变小，而辅助电流不变，当变换器工作在空载的情况下，t0和t3时流向相应MOS管体二极管的ir1与iL1之和、ir2与iL2之和更大，更容易实现ZVS。

反向工作模式下，当变换器工作在额定负载时，在t0时刻，谐振电流ir2为正值，原边MOS管Q1和Q4及对应的副边MOS管Q6和Q7同时开通，虽然ir2为正值，但辅助电感L2的电流iL2为负值，且其值比ir2大，流过Q1和Q4的电流为ir2与iL2之和，于是有充足的电流流过Q1和Q4的体二极管，把Q1和Q4钳位为0，Q1和Q4为零电压开通；副边t0时ir1为负值，iL1也为负值，流过Q6和Q7体二极管的电流为ir1与iL1之和，把Q6和Q7两端的电压钳位为0，使Q6和Q7实现零电压开通；谐振电流为正弦信号，谐振电流在t1时达到零，MOS管Q1和Q4及Q6和Q7同时关断，此时原副边所有MOS管的结电容都进行着对应的充放电过程，Q1、Q4、Q6、Q7的结电容在充电，Q2、Q3、Q5、Q8的结电容在放电，在t2时充放电完毕，谐振电流与辅助电流之和流向Q2、Q3、Q5、Q8的体二极管，把电压钳位为零，为其在t3时的零电压开通创造条件。后半周期波形与前半周期波形对称，原理也相同。

当变换器工作在反向空载情况下时，由于随着负载的变轻，谐振电流的相位角逐渐变大，不再是电流为零时关断相应的MOS管。但谐振电流的峰值也随之不断变小，而辅助电流不变，t0和t3时流向相应MOS管体二极管的ir1与iL1之和、ir2与iL2之和更大，更容易实现ZVS。

有益效果：

1、本发明公开的软开关型双向串联谐振变换器拓扑结构及其恒增益控制方法，添加的辅助电感(L1、L2)使所有MOS管(Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8)实现全负载范围内的零电压开通(ZVS)，降低系统的开关损耗；并且在本发明的恒增益控制方法下能够减小环流损耗，有效地提高传输效率。

2、本发明公开的软开关型双向串联谐振变换器拓扑结构及其恒增益控制方法，由于采用对称的拓扑结构，在正反向运行模式下，本发明变换器的工作性能一样，在本发明恒增益控制方法下，当能量流动方向发生变化时，无需更换控制逻辑，能够实现能量的自然双向流动。

3、本发明公开的软开关型双向串联谐振变换器拓扑结构及其恒增益控制方法，在本发明恒增益控制方法的控制方式下，所述变换器输入输出电压比直接为变压器变比，呈现不随负载变动的恒电压增益特性。

附图说明

图1为传统的LC串联谐振变换器电路结构示意图；

图2为本发明提供的一种软开关型双向串联谐振变换器电路结构示意图；

图3(a)为本发明变压器工作在额定负载情况下的主要波形图；

图3(b)为本发明变压器工作在空载情况下的主要波形图；

图4为本发明实例在额定负载到空载工作状态下t0到t3的等效电路图，其中：图4(a)为模态[t0-t1]的等效电路图；图4(b)为模态[t1-t2]的等效电路图；图4(c)为模态[t2-t3]的等效电路图。

具体实施方式

下面将结合附图和实施例对本发明加以详细描述，同时也说明了本发明技术方案解决的技术问题及有益效果，需要指出的是，所描述的实施例仅旨在便于对本发明的理解，而对其不起任何限定作用。

本实施例公开的一种软开关型双向串联谐振变换器包括主电路和控制电路，主电路如图2所示，包括开关网络、谐振网络、辅助器件和一个理想变压器。理想变压器的匝比为n：1，其原副边的两个开关网络均为全桥网络，分别连接电压V1和电压V2，当正向工作时V1为输入电压，V2为输出电压；当反向工作时V2为输入电压，V1为输出电压。都由四个MOS管组成，原边是Q1、Q2、Q3、Q4，副边是Q5、Q6、Q7、Q8；原副边的两个谐振网络均为LC串联谐振网络，原边的谐振电感为Lr1，谐振电容为Cr1，副边的谐振电感为Lr2，谐振电容为Cr2；原副边均有一个电感作为辅助器件，原边的辅助电感为L1，副边的辅助电感为L2。连接关系是：在所述软开关型双向串联谐振变换器的原边，电压V1的正极同时与MOS管Q1和MOS管Q3的漏极相连，电压V1的负极同时与MOS管Q2和MOS管Q4的源极相连，MOS管Q1的源极和MOS管Q2的漏极同时与谐振电容Cr1和辅助电感L1的一端相连，MOS管Q3的源极和MOS管Q4的漏极同时与辅助电感L1的另一端以及变压器原边的负极相连，谐振电容Cr1的另一端与谐振电感Lr1的一端相连，谐振电感Lr1的另一端与变压器正极相连；在变压器副边，变压器副边的正极与谐振电感Lr2的一端相连，谐振电感Lr2的另一端与谐振电容Cr2的一端相连，变压器副边负极同时和MOS管Q5的源极、MOS管Q6的漏极以及辅助电感L2的一端相连，辅助电感L2的另一端同时与MOS管Q7的源极、MOS管Q8的漏极以及谐振电容Cr2的另一端相连，MOS管Q5和MOS管Q7的漏极与电压V2的正极连在一起，MOS管Q6和MOS管Q8的源极与电压V2的负极相连。所述MOS管(Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8)为存在反并联的体二极管和漏源极的寄生电容的功率开关管。

如图2所示，V1代表正向工作时的输入电压或反向时代表输出电压，其对应的电流为i1，V2代表正向工作时的输出电压或反向时代表输入电压，其对应的电流为i2；流过原副边谐振电感Lr1、Lr2的谐振电流分别为ir1、ir2；流过辅助电感L1和L2的电流分别为iL1、iL2；原副边谐振电容Cr1、Cr2两端的电压分别为uc1、uc2；MOS管对应的驱动信号分别为Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8；uds1、uds2、uds3、uds4、uds5、uds6、uds7、uds8则为对应MOS管的反压。

本实施例公开的一种用于软开关型双向串联谐振变换器的工作方法，具体控制方法如下：

在正向运行模式的额定负载下，驱动信号加上死区时间为半个谐振周期，任何一个功率开关管关闭时，谐振电流都为零。当谐振电流为从负值变为正值的零点时同时关闭原边MOS管Q2和Q3及与之对应的副边MOS管Q5和Q8，经过一个合适的死区时间，同时开通原边MOS管Q1和Q4及与之对应的副边MOS管Q6和Q7；当谐振电流为从正值变为负值的零点时同时关闭MOS管Q1和Q4及Q6和Q7，经过一个死区时间，再同时把MOS管Q2和Q3及Q5和Q8打开。

在反向运行模式的额定负载下，驱动信号加上死区时间为半个谐振周期，任何一个功率MOS管(Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8)关闭时，谐振电流都为零。当谐振电流为从负值变为正值的零点时同时关闭原边MOS管Q2和Q3及与之对应的副边MOS管Q5和Q8，经过第一个死区时间，同时开通原边MOS管Q1和Q4及与之对应的副边MOS管Q6和Q7；当谐振电流为从正值变为负值的零点时同时关闭MOS管Q1和Q4及Q6和Q7，经过第二个死区时间，再同时把MOS管Q2和Q3及Q5和Q8打开。

本实施例公开的一种用于软开关型双向串联谐振变换器的工作方法为：

以正向工作为例，如图3(a)中所示，当变换器工作在额定负载时，在t0时刻，谐振电流ir1为正值，原边MOS管Q1和Q4及对应的副边MOS管Q6和Q7同时开通，虽然ir1为正值，但辅助电感L1的电流iL1为负值，且其值比ir1大，流过Q1和Q4的电流为ir1与iL1之和，于是有充足的电流流过Q1和Q4的体二极管，把Q1和Q4钳位为0，Q1和Q4为零电压开通；副边t0时ir2为负值，iL2也为负值，流过Q6和Q7体二极管的电流为ir2与iL2之和，把Q6和Q7两端的电压钳位为0，使Q6和Q7实现零电压开通；谐振电流为正弦信号，谐振电流在t1时达到零，MOS管Q1和Q4及Q6和Q7同时关断，此时原副边所有MOS管的结电容都进行着对应的充放电过程，Q1、Q4、Q6、Q7的结电容在充电，Q2、Q3、Q5、Q8的结电容在放电，根据参数的不同，原副边结电容充放电的时间会有所不同，本实施例为时间相同的情况，在t2时充放电完毕，谐振电流与辅助电流之和流向Q2、Q3、Q5、Q8的体二极管，把电压钳位为零，为其在t3时的零电压开通创造条件。对应的等效电路图如图4所示。后半周期波形与前半周期波形对称，原理也相同。

图3(b)中所示是变换器工作在空载情况下。由于随着负载的变轻，谐振电流的相位角逐渐变大，不再是电流为零时关断相应的MOS管。但谐振电流的峰峰值也随之不断变小，而辅助电流不变，t0和t3时流向相应MOS管体二极管的ir1与iL1之和、ir2与iL2之和更大，更容易实现ZVS。

反向工作模式下，当变换器工作在额定负载时，在t0时刻，谐振电流ir2为正值，原边MOS管Q1和Q4及对应的副边MOS管Q6和Q7同时开通，虽然ir2为正值，但辅助电感L2的电流iL2为负值，且其值比ir2大，流过Q1和Q4的电流为ir2与iL2之和，于是有充足的电流流过Q1和Q4的体二极管，把Q1和Q4钳位为0，Q1和Q4为零电压开通；副边t0时ir1为负值，iL1也为负值，流过Q6和Q7体二极管的电流为ir1与iL1之和，把Q6和Q7两端的电压钳位为0，使Q6和Q7实现零电压开通；谐振电流为正弦信号，谐振电流在t1时达到零，MOS管Q1和Q4及Q6和Q7同时关断，此时原副边所有MOS管的结电容都进行着对应的充放电过程，Q1、Q4、Q6、Q7的结电容在充电，Q2、Q3、Q5、Q8的结电容在放电，在t2时充放电完毕，谐振电流与辅助电流之和流向Q2、Q3、Q5、Q8的体二极管，把电压钳位为零，为其在t3时的零电压开通创造条件。对应的等效电路图如图4所示。后半周期波形与前半周期波形对称，原理也相同。

当变换器工作在反向空载情况下时，由于随着负载的变轻，谐振电流的相位角逐渐变大，不再是电流为零时关断相应的MOS管。但谐振电流的峰峰值也随之不断变小，而辅助电流不变，t0和t3时流向相应MOS管体二极管的ir1与iL1之和、ir2与iL2之和更大，更容易实现ZVS。

综上，本实施例公开的一种软开关型双向串联谐振变换器有着对称的拓扑结构，正反向工作时工作性能一致，添加的辅助电感(L1、L2)提供辅助电流(iL1、iL2)使所有MOS管(Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7、Q8)实现全负载范围内的零电压开通(ZVS)，降低系统的开关损耗；在本实施例提供的恒增益控制方法下，本实施例变换器具有恒电压增益特性，同时减小环流损耗，且当能量流动方向发生变化时，无需更换控制逻辑，能够实现能量的自然双向流动，有效地提高变换器的传输效率和可靠性。

以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。