一种电机转子位置估测方法与流程
本发明属于永磁同步电机技术领域，更具体地，涉及一种电机转子位置估测方法。
背景技术：
在过去数十年里，大功率永磁同步电机得到了广泛的运用。为了降低逆变器的开关损耗，通常会降低开关频率。在低开关频率下，传统的矢量控制由于传统的pwm调制方法调制出的波形会含有很高的谐波含量，其控制性能也不优越。
在此基础上，在低开关频率下的永磁同步电机的控制方法采用模型预测脉冲模式控制方法，此方法是通过修改开关序列，使电机的运行状态能够快速的跟踪指令信号，其动态性能非常高。同时，为了增加系统稳定性和降低成本，通常采用无位置传感器的控制策略。
传统的无位置传感器的控制方式主要有高频信号注入的方法和基于模型估测的方法。由于开关频率比较低的限制，高频信号注入的方法并不能起到位置估测的作用。同时，对于基于模型的方法，由于在低开关频率下采用模型预测脉冲模式控制方法，很难获得电压电流的基波分量。而且电机与逆变器在开关期间的模型并不准确。因此，传统的基于模型估测的方法也存在较大的误差。总体而言，在大功率永磁同步电机低开关频率下的传统的无位置传感器的位置估测会存在较大的误差，难以取得满意的效果。
技术实现要素：
为了克服传统的高频信号注入和基于模型估测的位置估测方法在低开关频率下的缺点，本发明提供了一种电机转子位置估测方法，根据永磁同步电机的拓展反电势模型得到拓展反电动势，进而估测出转子位置。该方法克服了传统的高频信号注入和基于模型估测的位置估测方法在低开关频率下位置估测误差较大的问题，能够实现高精度的位置估测。可以增加系统稳定性，提升控制性能。且该方法兼容性强，易与各类型的电机控制系统集成与配合，实现电机控制性能的提升。
为了实现上述目的，本发明提供一种电机转子位置估测方法，包括：
s1：在静态坐标系中建立拓展的反电动势模型；
s2：对所述反电动势模型离散化处理，获取定子在所述静止坐标系中的反电动势；
s3：对所述反电动势进行优化，主要有提高采样信噪比、对电流电压延时补偿和对逆变器进行死区补偿处理，进行滤波处理，并根据处理后的反电动势，得到转子的位置角。
进一步地，步骤s1中，所述反电动势模型为：
其中：uα和uβ是在静止坐标系下的电压，iα和iβ是在静止坐标系下的电流，ld和lq是电机直轴和交轴电感，rs是定子电阻，ωe是电机角速度，eα和eβ是在静止坐标系下的反电动势：
其中：id和iq是在旋转坐标系下的电流，ψf是电机永磁磁链，θe是转子位置角。
进一步地，步骤s1中，拓展的反电动势模型为：
进一步地，步骤s2中，对所述反电动势模型进行离散化处理：
其中，
进一步地，步骤s3中提高了电流采样的信噪比包括：
s31：通过模型预测脉冲模式控制，并进行滚动预测，提高系统采样频率。
s32：对电流采样时引入谐波分量，以增加采样信号的信噪比。
进一步地，步骤s3中所述延时补偿包括：
s33：通过硬件电路计算出电流时间td；
s34：通过采集电流计算采样时间内的平均电压，将采样周期内的平均电压的起点与终点往前移td时间。
进一步地，步骤s3中所述死区补偿包括：
s35：在统计时间内，检测输出电流ia的流向；
s36：根据所述输出电流ia的流向判定在死区时间内可以通过电流的流向来确定对应的输出电压；若输出电流ia与电压va方向一致，则其第一个二极管导通，第二个二极管截止，则输出电压va＝0；若输出电流ia与电压va方向相反，则其第二个二极管导通，第一个二极管截止，则输出电压va＝vdc。
进一步地，步骤s3中所述滤波处理：
其中，
进一步地，采用模型预测控制，提高所述估测值采样频率，包括：
s4：通过对指令转矩与电机位置计算得到定子电压幅值与相角，经最优pwm调制生成指令开关序列；
s5：所述开关序列作为稳态磁链、预测磁链以及开关序列修改的基础，通过滚动预测控制修正所述开关序列从而消除稳态磁链与预测磁链之间的误差，将修正后的开关序列进行调制，完成对逆变器的控制。
进一步地，所述滚动预测控制包括：
s6：控制采样时间ts小于预测时间tp；
s7：下一个开关序列依次往后滚动一个采样时间ts，获得修正后的开关序列。
进一步地，所述逆变器的控制通过锁相环内的pi环路滤波器进行pi调节，滤除电流采样时引入的谐波，锁定估测的转子转速等于实际的转子转速；锁定估测的转子位置角等于实际的转子位置角。
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，能够取得下列有益效果：
1.本发明根据永磁同步电机的拓展反电势模型得到拓展反电动势，进而估测出转子位置，该方法克服了传统的高频信号注入和基于模型估测的位置估测方法在低开关频率下位置估测误差较大的问题，能够实现高精度的位置估测。可以增加系统稳定性，提升控制性能。且该方法兼容性强，易与各类型的电机控制系统集成与配合，实现电机控制性能的提升。
2.本发明在低开关频率下能够克服传统的位置估测的方法中高频信号注入的方法被开关频率所限制，以及基于模型的方法难以获得电流电压的基本量且逆变器和电机的切换时期的模型也不准确的缺点。
3.本发明能够在低开关频率下通过采用拓展反电动势模型，采样模型预测脉冲模式控制增加采样的信噪比，并进行死区补偿和延时补偿，提高位置估测的精准性，实现永磁同步电机在低开关频率下的高动态控制和系统稳定。
4.本发明的方法，在每个采样周期，逆变桥的开关动作都被精确控制。使得被采样的电流中含有大量的谐波。即在相邻的采样周期内采样电流的差值也就被大大提高了，采样系统的信噪比也大大提高了，信噪比的增加也大大的提高了反电动势的精度。
附图说明
图1为本发明实施例中低开关频率下电机控制系统结构图；
其中符号：t*，指令转矩，
图2为本发明实施例中在锁相环下的位置估测流程图，
其中符号：is、us为定子电流与定子电压，
图3为本发明实施例中低开关频率下拓展反电动势的波形示意图。
图4为本发明实施例中信噪比增加示意图；
其中符号：ts，采样周期，ia(k)、ua(k)，k时刻的a相采样电流、a相采样电压，ia(k+1)、ua(k+1)，k+1时刻的a相采样电流、a相采样电压，δia，ia(k+1)与ia(k)之差。
图5为本发明实施例中延时补偿与死区补偿电流电压示意图；
其中符号：td延时时间，tdead死区时间。
图6为本发明实施例中根据电流方向进行死区补偿示意图。
图7为本发明实施例滚动预测示意图。
图8为本发明实施例提供一种永磁同步电机工作流程图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
本发明实施例提供一种电机转子位置估测方法，包括如下步骤：
步骤1，先建立永磁同步电机扩展反电动势模型。
进一步的，永磁同步电动机的转子位置估测是基于定子电压方程进行的。
进一步的，为了估测永磁同步电机的转子位置，在静止坐标系中采用扩展的反电动势模型如式1所示：
其中eα和eβ是在静止坐标系下的反电动势，uα和uβ是在静止坐标系下的电压，iα和iβ是在静止坐标系下的电流，ld和lq是电机直轴和交轴电感，rs是定子电阻，ωe是电角速度。
进一步的，将上式进行化简，eα和eβ如式2所示：
其中：id和iq是在旋转坐标系下的电流，ψf是电机永磁磁链，θe是转子位置角。
进一步的，对式2进行变形可得式3，从式3可知，转子位置就能用拓展反电动势就能得到。
步骤2，拓展反电势的估测。
进一步的，从式3可知，根据拓展反电动势就能计算出转子位置角θ。
进一步的，在采样电流和采样电压的情况下，通过离散化处理的反电动势模型可以计算出反电动势。
其中，
对电机采用模型预测脉冲模式控制的方法能够大幅提高采样频率。模型预测脉冲模式控制使得在每个采样周期，逆变桥的开关动作都被精确控制。这样被采样的电流中含有大量的谐波。即在相邻的采样周期内采样电流的差值也就被大大提高了。同时，这个采样系统的信噪比也大大提高了。从方程(3)可知，信噪比的增加也大大的提高了反电动势的精度。其特征在于：步骤s2中，提高了计算反电动势公式中的电流iα(k-1)、iβ(k-1)和iα(k)、iβ(k)的准确性。
步骤3，转子位置估计。
通过式4计算出的
进一步地，对反电动势进行坐标变换，锁相环处理可得较为精准的反电动势，如式5所示。
进一步地，在步骤2中，对电机采用模型预测脉冲模式控制的方法能够大幅提高采样频率，在每个采样周期，逆变桥的开关动作都被精确控制。使得被采样的电流中含有大量的谐波。即在相邻的采样周期内采样电流的差值也就被大大提高了。同时，这个采样系统的信噪比也大大提高了，信噪比的增加也大大的提高了反电动势的精度。
为了进一步提高反电势值的精度，本发明实施例通过消除电压估计中的时移并进行死区补偿，从而使得估计的定子电压和测量的定子电流更加精准。
进一步地，信噪比是指一个电子设备或者电子系统中信号与噪声的比例。这里面的信号指的是来自设备外部需要通过这台设备进行处理的电子信号，噪声是指经过该设备后产生的原信号中并不存在的无规则的额外信号(或信息)，并且该种信号并不随原信号的变化而变化。
进一步地，在大功率应用中，开关器件的死区较大，在计算定子电压时可能会产生较大的误差。死区补偿是在逆变桥上，为了防止同一逆变桥臂上、下2个开关管同时导通，需要在它们开通和关断之间插入一定延时的时间，即这对开关管都关断。在大功率应用中，开关器件的死区较大，在定子电压计算时可能会产生较大的误差。
如图6所示，死区补偿就是当逆变器进入死区时，一个对管t1和t2同时关断，但是其输出电流ia在死区时间内并不为零，因此，当电流流向如图所示时，此时t2的二极管导通，t1的二极管截止，就有va＝0；当电流流向相反时，此时t1的二极管导通，t2的二极管截止，此时va＝vdc；因此，在死区时间内可以通过电流的流向来确定对应的输出电压，即确定va是0还是vdc。
如图5所示，死区补偿的死亡时间tdead，可以将当前电压置高或者使之为零。
进一步地，延时补偿是由硬件引起的延迟，可能会导致采样的is和us之间发生延迟，解决这一问题的一种方法是在计算us时移动时间范围。如图所5示，对于电流而言，实际的电流与采样的电流会产生一个时延td，即采样的电流会滞后实际的电流，若不进行延时补偿，则对应的采样时间内计算出的平均电压会存在较大的偏差。而采取延时补偿，根据具体的延时时间td，将实际计算的一个采样周期内的平均电压的起点与终点往前移td时间，消除由于采样延时带来的平均电压的偏差。
图1为电机控制系统结构框图，图2是在锁相环下的位置估测流程图，如图8所示，本发明实施例提供一种永磁同步电机，其工作流程如下：
步骤1，选取合适的采样周期，确保电流变化率具有足够的信噪比。
步骤2，检测电机电流。
步骤3，将输出占空比进行补偿，计算精确的定子电压。
模型预测脉冲模式控制：先通过对指令转矩与电机位置计算得到定子电压幅值与相角。经最优pwm调制生成指令开关序列。此开关序列作为稳态磁链、预测磁链以及开关序列修改的基础。通过滚动预测控制以修正开关序列从而消除稳态磁链与预测磁链之间的误差。将修正后的开关序列进行调制，完成对逆变器的控制。通过锁相环内的pi环路滤波器进行pi调节，其可以锁定估测的转子转速等于实际的转子转速；锁定估测的转子位置角等于实际的转子位置角。
滚动预测是提高采样频率的关键。滚动预测示意图如图所示，在传统的步进预测控制中，采样时间ts与预测时间tp是相等的。而对于滚动预测，其采样时间ts仅仅是采样时间tp的很小一部分，因此对于此控制系统而言，降低了采样时间，大大的提高了采样频率。
进一步地，占空比是指电路被接通的时间占整个电路工作周期的百分比。
步骤4，建立永磁同步电机反电动势模型，并根据模型计算出反电动势。
进一步地，在静止坐标系中采用扩展的反电动势模型如下式1所示：
其中eα和eβ是在静止坐标系下的反电动势，uα和uβ是在静止坐标系下的电压，iα和iβ是在静止坐标系下的电流，ld和lq是电机直轴和交轴电感，rs是定子电阻，ωe是电角速度。
其中
步骤5，对得到的反电动势进行坐标变换和归一化处理。
进一步地，将式1进行化简，eα和eβ的表达式如式2所示：
其中id和iq是旋转坐标系下的电流，ψf是永磁磁链，θe是转子位置角
进一步的，对式2进行变形可得式3，从式3可知，转子位置用拓展反电动势就能得到。
步骤6，通过pi环路滤波器，得到估测的转子转速。
步骤7，对估测的转子转速进行积分，得到估测的转子位置。
步骤8，将估测的转子位置用于模型预测脉冲模式控制，完成对电机的控制。
本发明实施例以一个内置式永磁同步电机进行了实验，逆变器的开关频率为420hz，在稳态时，不论是空载还是轻载或是重载的情况下，估测的转子位置角与实际的位置角相差不超过3o；在动态实验中，电机转速以20hz/s改变时，其转子位置误差大约增加了1.6o。总的来说，不管在稳态还是动态的情况下，位置估测的精度是非常高的。
本发明提出了一种低开关频率下的位置估测的方法，能够在无位置传感器的情况下得到高精度的转子位置，是一种高效实用的位置估测方法。
如图7所示，本发明实施例提供一种低开关频率下的位置估测装置，装置包括：
获取模块，用于获取定子在静止坐标系中的反电动势eα和eβ；
处理模块，用于根据定子的反电动势eα和eβ，得到转子的位置角；
控制模块，用于根据所述转子的位置角对电机进行控制。
本发明实施例提供一种电机转子位置估测方法和装置，在低开关频率下能够克服传统的位置估测的方法中高频信号注入的方法被开关频率所限制，以及基于模型的方法难以获得电流电压的基本量且逆变器和电机的切换时期的模型也不准确的缺点；能够在低开关频率下通过采用拓展反电动势模型，增加采样的信噪比，提高位置估测的精准性，实现永磁同步电机在低开关频率下的高动态控制和系统稳定。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
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