谐振变换器及其控制电路和控制方法与流程

本发明涉及电子电路，特别地，涉及谐振变换器及其控制电路和控制方法。

背景技术：

谐振变换器中，开关电路将直流电压转换为方波电压并提供至谐振电路。开关电路的开关频率决定了前述方波电压的频率，也决定了谐振电路的增益。为了提高谐振变换器的工作效率，通常希望使开关电路的开关频率等于或接近谐振电路的谐振频率。因此，如何检测谐振电路的谐振频率，则成为了谐振变换器控制中的重点所在。

技术实现要素：

依据本发明实施例的一种用于谐振变换器的控制方法，该谐振变换器包括开关电路以及谐振电路，其中谐振电路包括具有原边绕组和副边绕组的变压器、以及串联耦接至变压器原边绕组的谐振电容器。该控制方法包括：在谐振变换器启动后，控制开关电路输出方波电压，使谐振电路储存能量；控制开关电路停止输出方波电压；检测谐振电容器或变压器原边绕组的电信号的频率，以获得第一频率；基于第一频率与计算参数，得到第二频率；以及控制开关电路进入正常工作状态，并基于第二频率决定开关电路正常工作状态下的开关频率。

依据本发明实施例的一种用于谐振变换器的控制器，该谐振变换器包括开关电路以及谐振电路，其中谐振电路包括具有原边绕组和副边绕组的变压器、以及串联耦接至变压器原边绕组的谐振电容器，该控制器具有三个工作阶段，其中：在第一工作阶段，控制器控制开关电路输出方波电压，使谐振电路储存能量；在第二工作阶段，控制器使开关电路停止输出方波电压，控制器检测谐振电容器或变压器原边绕组的电信号的频率，以获得第一频率，并基于第一频率与计算参数，得到第二频率；在第三工作阶段，控制器控制开关电路进入正常工作状态，并基于第二频率决定开关电路正常工作状态下的开关频率。

依据本发明实施例的一种用于谐振变换器的控制器，该谐振变换器包括开关电路、谐振电路、以及耦接在谐振电路与负载之间的整流滤波电路，其中开关电路具有上侧晶体管和下侧晶体管，谐振电路包括具有原边绕组和副边绕组的变压器、以及串联耦接至变压器原边绕组的谐振电容器。该控制器具有三个工作阶段，其中：在第一工作阶段，控制器控制上侧晶体管和下侧晶体管交替导通与关断，使谐振电路储存能量；在第二工作阶段，控制器控制开关电路中的上侧晶体管持续关断且下侧晶体管持续导通，控制器检测流过下侧晶体管的电流的频率，以获得第一频率，并基于第一频率与计算参数获得第二频率，其中该计算参数与变压器的励磁电感和原边漏感之间的比值有关；以及在第三工作阶段，控制器控制上侧晶体管和下侧晶体管交替导通与关断，并基于第二频率决定上侧晶体管与下侧晶体管在第三工作阶段的开关频率。

依据本发明实施例的一种谐振变换器，包括如前所述的控制器。

依据本发明实施例的一种用于谐振变换器的谐振频率检测方法，该谐振变换器包括开关电路以及谐振电路，其中谐振电路包括具有原边绕组和副边绕组的变压器、以及串联耦接至变压器原边绕组的谐振电容器，该谐振频率检测方法包括：在谐振变换器启动后，控制开关电路输出方波电压，使谐振电路储存能量；控制开关电路停止输出方波电压；检测谐振电容器或变压器原边绕组的电信号的频率，以获得第一频率；以及基于第一频率与计算参数，得到第二频率，其中该计算参数与变压器的励磁电感和原边漏感之间的比值有关。

依据本发明实施例的一种用于谐振变换器的谐振频率检测方法，该谐振变换器包括开关电路以及谐振电路，其中开关电路具有上侧晶体管和下侧晶体管，谐振电路包括具有原边绕组和副边绕组的变压器、以及串联耦接至变压器原边绕组的谐振电容器。该谐振频率检测方法包括：控制上侧晶体管和下侧晶体管交替导通与关断，使谐振电路储存能量；控制开关电路中的上侧晶体管持续关断且下侧晶体管持续导通；检测流过下侧晶体管的电流的频率，以获得第一谐振频率；基于第一频率与计算参数获得第二谐振频率，其中该计算参数与变压器的励磁电感和原边漏感之间的比值有关。

依据本发明实施例的一种用于谐振变换器的控制器，采用如前所述的谐振频率检测方法。

本发明的实施例在开关电路停止开关切换后，检测谐振电容器和变压器原边绕组的电信号的频率，并基于检测到的频率，通过计算来实现对谐振电路串并联谐振频率的间接检测。该检测方法简单高效，且适用于高频应用场合。

附图说明

图1为根据本发明实施例的谐振变换器100的原理性框图；

图2a为图1所示谐振电路102的等效电路图；

图2b为图1所示谐振电路102的电压增益曲线图；

图3为根据本发明实施例的用于谐振变换器的控制方法的工作流程图；

图4为根据本发明实施例的谐振变换器100a的原理性框图；

图5为根据本发明实施例的图4所示谐振变换器100a的原理性工作波形图；

图6a～6c为根据本发明实施例的图4所示谐振变换器100a的仿真波形图。

具体实施方式

下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解，阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是：不必采用这些特定细节来实行本发明。在其他实例中，为了避免混淆本发明，未具体描述公知的电路、材料或方法。

在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和/或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制。应当理解，当称元件“连接到”或“耦接到”另一元件时，它可以是直接连接或耦接到另一元件或者可以存在中间元件。相反，当称元件“直接连接到”或“直接耦接到”另一元件时，不存在中间元件。相同的附图标记指示相同的元件。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。

图1为根据本发明实施例的谐振变换器100的原理性框图，包括开关电路101、谐振电路102和整流滤波电路103。开关电路101接收输入电压vin，并通过内部晶体管将输入电压yin转换为电压vsw。开关电路101通常可采用半桥或者全桥拓扑。

谐振电路102耦接至开关电路，接收电压vsw，并将其转换为电压vrin。谐振电路102包括具有原边绕组和副边绕组的变压器t、以及串联耦接至变压器原边绕组的谐振电容器cr。如图2a所示，变压器具有励磁电感lm、原边漏感lkp和副边漏感lks，它们与谐振电容器cr一起形成llc谐振电路。

整流滤波电路103耦接至变压器的副边绕组，接收电压vrin，对其进行整流和滤波，以产生提供至负载rload的输出电压vout。整流滤波电路103通常包括整流桥或绕组中间抽头的整流电路，以及用于滤波的输出电容器。

假设变压器原边绕组与副边绕组之间的匝数比为n，原边漏感lkp和副边漏感lks可表示为：

lkp＝n²*lks(1)

据此，将副边漏感lks折算至原边，并采用基频分量法(firstharmonicapproximation)，可以分析得出谐振电路102具有两个谐振频率，串联谐振频率fp和串并联谐振频率fo，其中

图2b为谐振电路102的电压增益曲线图，其中不同曲线对应于不同的负载大小。由图2b可以看出，当开关频率位于谐振频率fo附近时，无论负载如何变化，谐振电路102的电压增益均基本相同。因此，在很多谐振变换器中，均将开关频率设置于谐振频率fo附近。

由等式(3)可知，谐振频率fo由谐振电容器cr以及变压器t的励磁电感lm和漏感lkp决定，上述任一参数的制造公差均会导致谐振频率fo出现变化。因此，现有的方案通常在每个开关周期均对谐振频率fo进行实时检测与跟踪，以避免制造公差带来的不利影响。然而，在一些高频应用中(例如谐振频率fo大于10mhz)，在每个开关周期均对谐振频率fo进行实时检测的难度较大。

对此，本发明的实施例提出了一种新型的检测方法，通过在开关电路停止输出方波电压后，检测谐振电容器和变压器励磁电感与原边漏感的谐振频率，然后根据检测到的频率进行计算，以实现对频率fo的间接检测。该检测方法简单高效，且适用于高频应用场合。

图3为根据本发明实施例的用于谐振变换器的控制方法的工作流程图，包括步骤s301-s305。谐振变换器具有三个工作阶段：启动阶段、频率检测阶段和正常工作阶段。

在谐振变换器刚启动的启动阶段，执行步骤s301，使开关电路101输出方波电压，以在谐振电路102中存储能量。此处所述方波电压，为在一较高电压(例如输入电压vin)与较低电压(例如零电压)之间切换的电压信号，或在不同电压(例如+vin/2、零电压、-vin/2)之间切换的电压信号。此时开关电路101的开关频率，即开关电路101中晶体管进行开关切换的频率，可以设置得较高，例如比预估的谐振频率fo高。

在一段时间后，谐振变换器进入频率检测阶段。在步骤s302，开关电路101停止输出方波电压，此时开关电路101输出的电压vsw可以基本不变(例如约等于零或其它恒定值)。在开关电路101输出的方波电压停止后，谐振电路102在启动阶段存储的能量会导致谐振电容器cr和变压器t的原边漏感lkp、励磁电感lm继续谐振。由于此时输出电压vout已经建立好，开关电路101停止输出方波电压相当于对输出电压的激励停止，没有能量被传递至变压器副边，变压器副边相当于开路。

在步骤s303，基于变压器原边绕组或谐振电容器cr的电信号(电压或电流)，检测得出其频率f1。

在步骤s304，根据检测得到的频率f1，计算出频率f2，其中：

其中k为变压器励磁电感lm与原边漏感lkp之间的比值，即：

m为比例系数，可表示为：

随后，在步骤s305，谐振变换器进入正常工作阶段，开关电路正常工作状态下的开关频率由频率f2决定。该开关频率通常被设置为等于频率f2，或根据负载或输入电压等在频率f2附近变化。在正常工作阶段，开关电路101也可以输出方波电压，只是该方波电压的频率由频率f2决定。

在一些实施例中，如图1所示，谐振变换器包括具有频率检测电路104、频率计算电路105以及开关控制电路106的控制器。开关控制电路106耦接至开关电路101，以控制其中的晶体管。在谐振变换器100的启动阶段，开关控制电路106使开关电路101输出方波电压，并在频率检测阶段，使开关电路101停止输出方波电压。

频率检测电路104在开关电路101停止输出方波电压后，检测谐振电容器cr或变压器原边绕组的电信号的频率，输出频率检测信号frd。在某些实施例中，对变压器原边绕组电压频率的检测，也可以通过检测变压器副边绕组电压频率来实现。

频率计算电路105耦接至频率检测电路104，基于频率检测信号104与计算参数(例如k，m或者其他相关的参数)，产生频率计算信号frc并将其提供至开关控制电路106。开关控制电路106基于频率计算信号frc，决定开关电路101在正常工作状态下的开关频率。

图4为根据本发明实施例的谐振变换器100a的原理性框图。开关电路101a包括耦接在输入电压vin与开关节点sw之间的上侧晶体管hs以及耦接在开关节点sw与参考地之间的下侧晶体管ls。谐振电路102耦接至开关节点sw。整流滤波电路103a包括二极管d1～d4和电容器cout。尽管图2示出的实施例中，整流滤波电路103a采用了二极管d1～d4构成的全桥整流电路以及电容器cout构成的滤波电路，但本领域技术人员可以理解，具有其它结构的整流电路(例如半波整流、全波整流)和滤波电路也同样适用。

信号采样电路107采样流过下侧晶体管ls的电流，产生采样信号vs。在其他的一些实施例中，信号采样电路104也可以采样流过变压器原边绕组和谐振电容器cr的电流，或者变压器原边绕组两端的电压，亦或谐振电容器cr两端的电压。

频率检测电路104a包括过零检测电路1041和计时电路1042。过零检测电路1041将采样信号vs与阈值信号vth进行比较，产生过零检测信号zcd。该阈值信号vth可以为零电压，也可以略大于或略小于零电压。计时电路1042耦接至过零检测电路1041，基于过零检测信号zcd进行计时，产生频率检测信号frd。

在一些实施例中，控制器还包括参数输入电路108。通过该参数输入电路108，控制器可以获取计算参数。参数输入电路108可以采用多种形式，例如可以为通讯接口(i2c、pmbus、485等)，通过相应的通讯协议接收前述计算参数。参数输入电路也可以为引脚，该引脚上的电压或者电流被用以指示计算参数。

频率计算电路105耦接至计时电路1042和参数输入电路108，基于频率检测信号frd和参数输入电路108提供的计算参数，产生频率计算信号frc并将其提供至开关控制电路106。频率检测信号frd和频率计算信号frc可以为模拟信号或者数字信号，频率计算电路105也可以采用数字电路或者模拟电路。在某些实施例中，频率计算电路105还包括锁存电路，以锁存频率检测信号frd、计算参数和频率计算信号frc中的一个或者多个。

开关控制电路106产生控制信号hg和lg，以分别控制晶体管hs和ls。其中开关控制电路106基于频率计算信号frc，决定晶体管hs和ls在正常工作状态下的开关频率。

图5为根据本发明实施例的图4所示谐振变换器100a的工作波形图，其中ilp为流过变压器原边绕组和谐振电容器cr的电流，虚线所示im为变压器的励磁电流。

如图5所示，在启动阶段，晶体管hs和ls交替导通与关断，使谐振电路102存储能量。

随后，在频率检测阶段，上侧晶体管hs保持关断，下侧晶体管ls保持导通。谐振电路102在启动阶段存储的能量使谐振电容器cr和变压器t的原边漏感lkp、励磁电感lm继续谐振。此时没有能量被传递至变压器副边，所以在频率检测阶段，原边电流ilp与励磁电流im相等。过零检测信号zcd基于流过下侧晶体管ls的电流产生。由于下侧晶体管ls在频率检测阶段持续导通，流过下侧晶体管ls的电流此时等于原边电流ilp。因而，基于过零检测信号zcd进行计时，可以检测出原边电流ilp的周期t1，其中：

在实际应用中，可以对过零检测信号zcd的一个周期进行计时，也可以对过零检测信号zcd的连续多个周期(例如图5中所示的n个周期，n＝2)进行计时，以获得频率检测信号frd。

基于频率检测信号frd和计算系数，可以得出反映周期t2的频率计算信号frc，其中：

随后，在正常工作阶段，根据频率检测信号frd决定开关电路正常工作状态下的开关周期。在图5所示的实施例中，正常工作状态下的开关周期被设置为与周期t2相等，但这并非用于限制本发明。本领域技术人员可以理解，根据不同控制方式的需要，正常工作状态下的开关周期可以根据负载或输入电压等，在周期t2附近进行调节。

在图5所示实施例中，晶体管hs和ls以50％的占空比互补导通。实际应用情况下，为了有效避免上下侧晶体管直通并帮助实现上下侧晶体管的软开关，会在上下侧晶体管中一晶体管关断至另一晶体管导通之间设置一时间间隔，这个时间间隔通常被称为“死区时间”。该死区时间可以恒定，也可以根据电路运行情况进行自适应调节。在图5中，为了简要起见，死区时间并未被示出。

图6a～6c为根据本发明实施例的图4所示谐振变换器100a的仿真波形图，其中irout为整流滤波电路中整流桥的输出电流。

本领域技术人员可以理解，虽然前述波形图中，晶体管hs和ls以50％的占空比互补导通，但这并非用于限制本发明。晶体管hs和ls的占空比也可以被设置为小于50％，还可以随负载或输入电压情况进行调节。

对于某些变压器而言，其副边漏感可以忽略，在这种情况下，谐振电路102的串并联谐振频率fo可以表示为：

对此，前述f2和t2的计算表达式可以调整为：

此时，比例系数m为：

此外，还需要注意的是，在某些应用中，整流滤波电路并不是必需的，而可以根据需要被省略。所有这些变形均未超出本发明的保护范围。

虽然已参照几个典型实施例描述了本发明，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本发明能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或实质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。