用于谐振型变换器的控制电路的制作方法

本实用新型涉及电力电子技术，更具体地，涉及用于谐振型变换器的控制电路。

背景技术：

谐振型变换器是采用开关管获得正弦波或方波电压以及采用谐振电路进行谐振以实现能量传输的功率变换器。LLC谐振变换器包括LLC组成的三阶谐振电路，可以在窄频率范围内实现负载从满载到空载的调节。LLC谐振变换器具备较高的功率密度及较少的电子元器件数量，同时拥有平滑的电流波形，有利于改善电磁干扰，并且能够在整个运行范围内实现开关管的零电压切换(Zero Voltage Switching，ZVS)和零电流切换(Zero Current Switching，ZCS)，有助于获得极高的效率，因此被广泛应用。

传统LLC谐振变换器一般采用副边控制方法(Secondary Side Regulation，SSR)。副边电路采样输出电流信号及输出电压信号，经误差放大器产生反馈信号，后通过光耦将反馈信号从变压器副边传输至变压器原边，原边控制芯片根据光耦传输的反馈信号控制开关管导通或关断，实现输出电压或输出电流的闭环调节。

进一步改进的LLC谐振变换器采用原边控制法。在谐振电路中连接采样电阻，以获得用于表征流过原边绕组的电感电流的采样信号。该方法可以省去用于从副边向原边传送采样信号的光耦等电路元件。在工作过程中，该控制方法并未直接获得输出电压或输出电流的反馈信号，而是根据流过变压器的原边绕组的平均电流估计输出电压或输出电流，进一步控制LLC谐振的频率，实现输出电压或输出电流的闭环调节。然而，由于谐振特性，该采样电阻可能获得负电压的采样信号。负电压有可能会导致电路内部寄生结构开启，从电路的衬底抽电流，这个会导致一系列的问题，严重的时候会导致电路失效。一般需要进行特别处理才行。

因此，期望进一步改进LLC谐振变换器的控制方法以提高工作的可靠性。

技术实现要素：

鉴于上述问题，本实用新型的目的在于提供一种用于谐振型变换器的控制电路，其中控制电路从变压器的原边获取采样信号且转换成正极性信号，从而可以在简化电路结构的同时提高工作的可靠性。

本实用新型提供一种用于谐振型变换器的控制电路，所述谐振型变换器包括变压器和与所述变压器的原边绕组相连接的谐振电路，所述控制电路包括：

第一电容，所述第一电容在谐振周期中采用上拉电流充电，采用下拉电流放电，从而产生补偿信号；

振荡器，与所述第一电容相连接，用于根据所述补偿信号产生时钟信号；以及

驱动模块，与所述振荡器相连接，用于产生开关控制信号，并且根据所述时钟信号调节所述开关控制信号的频率，

其中，所述上拉电流为恒定电流，所述下拉电流与用于表征流经所述原边绕组的电感电流的第一采样信号的绝对值相对应，所述补偿信号表征所述第一采样信号的绝对值平均值。

优选地，还包括：

参考电压处理模块，用于根据第一参考电压信号产生第二参考电压信号；

采样信号处理模块，用于根据所述第一采样信号产生第二采样信号；以及

下拉模块，与所述参考电压处理模块和所述采样信号处理模块相连接，用于根据所述第二参考电压信号和所述第二采样信号产生所述下拉电流，

其中，所述第二参考电压信号是电源电压与所述第一参考电压信号的差信号，所述第二采样信号是所述第二参考电压信号与所述第一采样信号的和信号，所述第二采样信号为正极性。

优选地，所述参考电压处理模块包括：

第一电阻、第一开关管和第二电阻，依次串联连接在电源端和地之间；以及

第一放大器，所述第一放大器的同相输入端接收所述第一参考电压信号，反相输入端连接至所述第一开关管和所述第二电阻的中间节点，输出端连接至所述第一开关管的控制端，

其中，所述第一开关管和所述第一电阻的中间节点提供所述第二参考电压信号。

优选地，所述采样信号处理模块包括：

第二放大器，所述第二放大器的同相输入端接收所述第一参考电压信号，反相输入端经由第三电阻接收所述第一采样信号；以及

第四电阻和第二开关管，依次串联连接在电源端和所述第二放大器的反相输入端之间，

其中，所述第二开关管和所述第四电阻的中间节点提供所述第二采样信号。

优选地，所述下拉模块包括：

比较器，所述比较器的同相输入端和反相输入端分别接收所述第二采样信号和所述第二参考电压信号；

第一反相器和第二反相器，串联连接在所述比较器的输出端以产生开关信号；

第一选择开关和第二选择开关，分别用于根据所述开关信号选择所述第二采样信号和所述第二参考电压信号的传输路径；以及

跨导放大器，所述跨导放大器的同相输入端和反相输入端分别与所述第一选择开关和所述第二选择开关相连接，输出端提供所述下拉电流。

优选地，在所述第一采样信号的正半周期，所述跨导放大器的同相输入端和反相输入端分别接收所述第二参考电压信号和所述第二采样信号，

在所述第一采样信号的负半周期，所述跨导放大器的同相输入端和反相输入端分别接收所述第二采样信号和所述第二参考电压信号。

优选地，还包括上拉模块，所述上拉模块进一步包括：

第三开关管和第五电阻，依次串联连接在电源端和地之间；

第三放大器，所述第三放大器的同相输入端接收基准电压信号，反相输入端连接至所述第三开关管和所述第五电阻的中间节点；以及

电流镜，用于将流经所述第三开关管的电流复制为上拉电流。

优选地，所述第一电容的第一端连接至所述上拉模块和所述下拉模块的输出端，且所述第一电容的第二端接地。

根据本实用新型实施例的用于谐振型变换器的控制电路，该控制电路直接从谐振变换器的原边获得第一采样信号，进而获得驱动信号，从而可以省去从副边向原边反馈信号时所需的放大电路及光耦，从而简化电路结构，并且由于去除光耦可以提高工作的稳定性和可靠性。

在优选的实施例中，该控制电路进一步将第一采样信号转换成正极性的第二采样信号，从而可以在简化电路结构的同时提高工作的可靠性。

附图说明

通过以下参照附图对本实用新型实施例的描述，本实用新型的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1示出LLC半桥谐振变换器的示意性电路图。

图2示出根据现有技术的控制电路的示意性电路图。

图3示出根据本实用新型实施例的控制电路中参考电压处理模块的示意性电路图。

图4示出根据本实用新型实施例的控制电路中采样信号处理模块的示意性电路图。

图5示出根据本实用新型实施例的控制电路中下拉模块的示意性电路图。

图6示出根据本实用新型实施例的控制电路的示意性电路图。

图7示出根据本实用新型实施例的控制电路连接后的整体示意性电路图。

具体实施方式

以下将参照附图更详细地描述本实用新型的各种实施例。在各个附图中，相同的元件采用相同或类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。

在本申请中，开关管是工作开关模式以提供电流路径的晶体管，包括选自双极晶体管或场效应晶体管的一种。开关管的第一端和第二端分别是电流路径上的高电位端和低电位端，控制端用于接收驱动信号以控制开关管的导通和关断。

下面结合附图和实施例对本实用新型进一步说明。

图1示出LLC半桥谐振变换器的示意性电路图。该LLC谐振变换器采用原边控制方法以减少电路成本。该谐振变换器100包括变压器T。在变压器T的原边，变压器T的原边绕组Lp、电容Cr和电感Ls组成谐振电路，开关管M1和M2串联连接在电源端和地之间，二者的中间节点连接至谐振电路。在谐振电路中，采样电阻Rs与原边绕组Lp串联连接，从而可以获得用于表征流过原边绕组Lp的电感电流的采样信号。在变压器T的副边，二极管D1和D2组成整流电路。控制电路110产生开关管M1和M2的开关控制信号Vg1和Vg2。输出电容Cout连接在二极管D1和D2的阴极和地之间，在其两端提供输出电压Vout。

在工作过程中，控制开关管M1和M2的导通和关断，从而产生方波电压。该方波电压输入谐振电路，以产生谐振。通过谐振电路，电能从变压器T1的原边传输到变压器T1的副边。经整流电路整流及输出电容Cout滤波后产生直流电压，从而向负载供电。

图2示出根据现有技术的控制电路的示意性电路图。该控制电路110例如用于图1所示的LLC半桥谐振变换器中。进一步地，控制电路110包括比较器COMP、误差放大器ERROR、振荡器OSC、驱动模块DRV、反相器U1和U2、电阻R1和R2、电容C1至C3、电流源Is以及开关K1至K5。

比较器COMP的同相输入端和反相输入端分别接收采样信号Vcs和接地。反相器U1和U2串联连接在比较器COMP的输出端上，二者的输出端分别提供开关信号Vs1和Vs2。

误差放大器ERROR的反相输入端和同相输入端分别连接至电荷转移电路111以及接收基准电压信号Vcscc，误差放大器ERROR的输出端提供补偿信号Vcomp。

在该实施例中，电荷转移电路111包括电阻R1和R2、电容C1至C2、以及开关K1至K5。开关K1、电阻R1、开关K2和电阻R2串联连接在采样电阻Rs端和误差放大器ERROR的反相输入端。开关K1和电阻R1的中间节点经由开关K5接地。电容C1的第一端连接至电阻R1和开关K2的中间节点，第二端经由开关K3接地，以及经由开关K4连接至采样电阻Rs端。电容C2的第一端连接至误差放大器ERROR的反相输入端，第二端接地。

振荡器OSC的同相输入端接收补偿信号Vcomp，反相输入端接收频率参考信号Vfref，输出端提供时钟信号CLK。

驱动模块DRV根据时钟信号CLK产生开关控制信号Vg1和Vg2，控制开关管M1和M2的导通和关断，从而产生方波电压。该方波电压输入谐振电路，以产生谐振。

在工作过程中，LLC谐振变换器100的采样电阻Rs从谐振电路获得用于表征流过原边绕组的电感电流的采样信号Vcs。该谐振电路产生类似正弦波的谐振信号，采样信号Vcs与谐振信号的波形相同。

在采样信号Vcs的负半周期中，采样信号Vcs<0，开关信号Vs1和Vs2分别为有效状态和无效状态。开关K1，K2，K3断开，开关K4，K5闭合。电容C1的第一端经由电阻R1和开关K5接地，电容C1的第二端经由开关K4接收采样信号Vcs。由于采样信号Vcs<0，采样信号Vcs通过电阻R1给电容C1充电。

在采样信号Vcs的正半周期中，采样信号Vcs>0，开关信号Vs1和Vs2分别为无效状态和有效状态。开关K1，K2，K3闭合，开关K4，K5断开。电容C1的第一端经由电阻R1和开关K1接收采样信号Vcs，电容C1的第二端接地。电容C1在负半周期获得的电量保持，并且，由于采样信号Vcs>0，采样信号Vcs通过R1继续给电容C1充电。电容C1的电荷的一部分经由开关K2和电阻R2转移至电容C2。

因此，在LLC谐振变换器的每个谐振周期中，电容C2两端的电压对应于采样信号Vcs的绝对值平均值

误差放大器ERROR的作用是将该绝对值平均值与参考电压信号Vcscc比较，产生补偿信号Vcomp，用于控制振荡器OSC产生的时钟信号CLK的频率。该频率参考信号Vfref例如是采用电流源Is对电容C3充电产生的三角波电压信号。

当采样信号Vcs的绝对值平均值大于参考电压信号Vcscc时，补偿信号Vcomp减小，使得时钟信号CLK的频率减小，从而减小绝对值平均值

当采样信号Vcs的绝对值平均值小于参考电压信号Vcscc时，补偿信号Vcomp增大，使得时钟信号CLK的频率增大，从而增大绝对值平均值

当采样信号Vcs的绝对值平均值等于电流参考信号Vcscc时，补偿信号Vcomp维持不变，从而实现恒流控制。

该控制电路110中的开关K1至K5例如是N型的MOS晶体管。采样信号Vcs例如是包括正半周期和负半周期的正弦波信号，分别具有正电压和负电压。该采样信号直接提供给开关K1至K5，从而在负电压的情形下可能导致开关的寄生结构开启，从控制电路芯片的衬底抽取电流，结果导致LLC谐振变换器停止工作甚至损坏。

图3示出根据本实用新型实施例的控制电路中参考电压处理模块的示意性电路图。

该参考电压处理模块211包括放大器AMP1、开关管M11、电阻R11和R12。电阻R11、开关管M11和电阻R12串联连接在电源端和地之间。电阻R11和开关管M11的中间节点作为输出端，提供第二参考电压信号V11。放大器AMP1的同相输入端接收第一参考电压信号Vref，反相输入端连接至开关管M11和电阻R12的中间节点，输出端连接至开关管M11的控制端。

第二参考电压信号V11＝Vdd-Vref，其中，Vdd表示电源电压，Vref表示第一参考电压信号。

图4示出根据本实用新型实施例的控制电路中采样信号处理模块的示意性电路图。

该采样信号处理模块212包括放大器AMP2、开关管M21、电阻R21和R22。放大器AMP2的同相输入端接收第一参考电压信号Vref，反相输入端经由电阻R21接收第一采样信号Vcs。电阻R22和开关管M21串联连接在电源端和放大器AMP2的反相输入端之间。电阻R22和开关管M21的中间节点作为输出端，提供第二采样信号V12。

第二采样信号V12＝Vdd-Vref+Vcs，其中，Vdd表示电源电压，Vcs表示第一采样信号。也即，第二采样信号V12是第一采样信号Vcs与第二参考电压信号V11的和信号。

图5示出根据本实用新型实施例的控制电路中下拉模块的示意性电路图。该下拉模块213用于根据采样信号产生下拉电流Ipd。

如图所示，下拉模块213包括比较器COMP、跨导放大器GM、反相器U11和U12、开关K11和K12。

比较器COMP的同相输入端和反相输入端分别接收第二采样信号V12和第二参考电压信号V11。反相器U11和U12串联连接在比较器COMP的输出端上，从而产生开关信号Vs11，用于同步控制开关K11和K12的状态。

开关K11和K12分别为选择开关，例如单刀双掷开关，用于选择性地将第二采样信号V12和第二参考电压信号V11中的一个提供至跨导放大器GM的同相输入端，另一个提供至跨导放大器GM的反相输入端。跨导放大器GM的输出端产生与第一采样信号Vcs相对应的下拉电流Ipd。

在工作过程中，LLC谐振变换器的采样电阻Rs从谐振电路获得用于表征流过原边绕组的电感电流的第一采样信号Vcs。该谐振电路产生类似正弦波的谐振信号，第一采样信号Vcs与谐振信号的波形相同。

在第一采样信号Vcs的负半周期中，第一采样信号Vcs<0，第二采样信号V12小于第二参考电压信号V11，开关信号Vs11无效，开关K11和K12的输入端分别切换至b端。因此，第二采样信号V12和第二参考电压信号V11分别提供至跨导放大器GM的同相输入端和反相输入端。跨导放大器GM的输出端产生的电流与第二采样信号V12和第二参考电压信号V11的差值相对应，即Ipd＝k*(V12-V11)＝k*Vcs，其中k为放大系数。

在第一采样信号Vcs的正半周期中，第一采样信号Vcs>0，第二采样信号V12大于第二参考电压信号V11，开关信号Vs11有效，开关K11和K12的输入端分别切换至a端。因此，第二采样信号V12和第二参考电压信号V11分别提供至跨导放大器GM的反相输入端和同相输入端。跨导放大器GM的输出端产生的电流与第二参考电压信号V11和第二采样信号V12的差值相对应，即Ipd＝k*(V11-V12)＝-k*Vcs，其中k为放大系数。

因此，在LLC谐振变换器的每个谐振周期中，不论第一采样信号Vcs的极性如何，跨导放大器GM输出电流都是负的，负的代表Ipd是下拉电流，电流大小正比于第一采样信号Vcs的绝对值|Vcs|。

图6示出根据本实用新型实施例的控制电路的示意性电路图。

该控制电路210例如用于图1所示的LLC半桥谐振变换器中。进一步地，控制电路210包括上拉模块214、振荡器OSC、驱动模块DRV、以及电容C1和C2。

上拉模块214包括放大器AMP3、晶体管M31和M32、开关管M3、电阻R3。晶体管M31、开关管M3和电阻R3依次串联连接在电源端和地之间，晶体管M32和晶体管M31连接成电流镜。放大器AMP3的同相输入端接收基准电压信号Vcscc，反相输入端连接至开关管M3和电阻R3的中间节点，输出端连接至开关管M3的控制端。该上拉模块214的晶体管M32提供的镜像电流作为上拉电流Ipu＝Vcscc/Rref，其中Vcscc表示基准电压信号，Rref表示电阻R3的阻值。

电容C1的第一端同时连接至上拉模块214以接收上拉电流Ipu，以及连接至下拉模块以接收下拉电流Ipd，从而在电容C1的两端产生补偿信号Vcomp。

振荡器OSC的同相输入端接收补偿信号Vcomp，反相输入端接收频率参考信号Vfref，输出端提供时钟信号CLK。该频率参考信号Vfref例如是采用电流源Is对电容C2充电产生的三角波电压信号。

驱动模块DRV根据时钟信号CLK产生开关控制信号Vg1和Vg2，控制开关管M1和M2的导通和关断，从而产生方波电压。该方波电压输入谐振电路，以产生谐振。

在工作过程中，LLC谐振变换器100的采样电阻Rs从谐振电路获得用于表征流过原边绕组的电感电流的采样信号Vcs。该谐振电路产生类似正弦波的谐振信号，采样信号Vcs与谐振信号的波形相同。

如上所述，在LLC谐振变换器的每个谐振周期中，不论第一采样信号Vcs的极性如何，跨导放大器GM输出都是下拉电流Ipd，大小对应于第一采样信号Vcs的绝对值|Vcs|。

进一步地，在LLC谐振变换器的每个谐振周期中，上拉电流Ipu用于对电容C1充电，下拉电流Ipd用于对电容C1放电。因此，电容C1的作用是对|Vcs|和Vcscc取平均。设计中，图5中的跨导放大器GM的跨导等于图6中R3电阻值的倒数。

当采样信号Vcs的绝对值平均值大于参考电压信号Vcscc时，这时下拉电流Ipd的平均值大于上拉电流Ipu，补偿信号Vcomp减小，使得时钟信号CLK的频率减小，从而减小平均值

当采样信号Vcs的绝对值平均值小于参考电压信号Vcscc时，这时下拉电流Ipd的平均值小于上拉电流Ipu，补偿信号Vcomp增大，使得时钟信号CLK的频率增大，从而增大平均值

当采样信号Vcs的绝对值平均值等于参考电压信号Vcscc时，这时下拉电流Ipd的平均值等于上拉电流Ipu，补偿信号Vcomp维持不变，从而实现恒流控制。

在该控制电路210中，第一采样信号Vcs例如是包括正半周期和负半周期的正弦波信号，分别具有正电压和负电压。该第一采样信号经由采样信号处理模块212转换成第二采样信号V12，用于后续电路的信号处理。因此，该控制电路210直接从变压器的原边获取采样信号且转换成正极性信号，从而可以在简化电路结构的同时提高工作的可靠性。

图7示出根据本实用新型实施例的控制电路连接后的整体示意性电路图。该控制电路210例如用于图1所示的LLC半桥谐振变换器中。进一步地，控制电路210包括上拉模块214。控制电路210的输入端与下拉模块213的输出端相连接，下拉模块213中比较器COMP的同相输入端和反相输入端分别接收参考电压处理模块211产生的第二采样信号V12和采样信号处理模块212产生的第二参考电压信号V11。

依照本实用新型的实施例如上文，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该实用新型仅为的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本实用新型的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本实用新型以及在本实用新型基础上的修改使用。本实用新型的保护范围应当以本实用新型权利要求所界定的范围为准。