一种宽范围同步整流驱动控制电路的制作方法

本实用新型涉及反激变换器技术领域，具体涉及一种宽范围同步整流驱动控制电路。

背景技术：

同步整流技术采用通态电阻极低的电力MOSFET来取代整流二极管，能大大降低整流电路的损耗，提高DC/DC变换器的效率，满足低压、大电流整流器的需要。与适当的电路拓扑结合，可实现低成本的高效率变换器。其中反激电路拓扑形成的反激变换器以其简单、工作可靠、易于设计生产的特性，在小功率场合应用最多。未来电源的发展防线主要是小型化、轻量化、集成化，而反激变换器本身的交叉调整要比正激变换器优越。针对反激变换器，采用同步整流技术时，如何实现副边同步整流管的驱动信号管理，并保持较小的体积，成为提高变换器工作效率的关键之一。

现有的同步整流驱动信号控制方式主要有互补驱动模式及副边电路检测模式等，但都有各自的缺点。

如图1所示，为基于原边驱动PWM反向信号的一种反激变换器同步整流驱动信号产生电路，在原边驱动PWM信号占空比为D的条件下，使得副边同步整流管的驱动信号为1-D。此电路可适用于轻载及重载工作模式，但在轻载时，若仍保持副边驱动开通时间为1-D，则开通时间过长，从而导致副边出现电流倒灌现象，使得空载损耗大，环路不容易稳定。

如图2所示，为基于副边电流采样的反激变换器同步整流驱动信号产生电路，利用空载与轻载时，副边电路工作在电流断续模式(DCM)下，通过对电流过零点检测，实现副边同步整流驱动信号的开通及关断，从而有效避免轻载时损耗大问题，但在重载工作环境下,副边电路工作在电流连续工作模式(CCM)下，无电流过零点，电流过零检测失效，无法控制同步整流管关断，从而可能导致共通问题，造成电路损坏。

因此如何有效改善轻载和重载工作条件下的驱动信号产生方法，并能根据不同负载变换产生不同的驱动信号，在不增加较大体积的前提下实现可靠的控制，是实现电路高效工作的关键之一。

技术实现要素：

本实用新型的目的是为了解决现有技术中的上述缺陷，提供一种简单的宽范围同步整流驱动控制电路。该电路仅使用四个电路就能够有效提高轻载时的工作效率并稳定环路，同时能有效克服重载时连续工作模式造成的电流过零检测及控制失效问题，在保证较小的电路体积前提下，提高变换器的性能以及可靠性，使得变换器在宽范围负载情况下保持良好的性能稳定工作。能够应用于对体积以及可靠性要求较高的场合。

本实用新型是一种反激变换器采用同步整流方式时，对同步整流管驱动信号产生的一种简单的宽范围同步整流控制电路。在本实用新型中，通过有效结合异或逻辑电路和副边电流采样电路，使得变换器在不过多增加体积的前提下，实现宽范围负载模式下的驱动信号可靠控制。

本实用新型的目的可以通过采取如下技术方案达到：

一种宽范围同步整流驱动控制电路，适用于反激变换器同步整流驱动控制，所述的驱动控制电路包括第一驱动控制电路和第二驱动控制电路，其中，所述的第一驱动控制电路，包括PWM输入信号1和第一光耦驱动电路2，所述的第一光耦驱动电路2的输入端连接PWM输入信号1，输出端连接反激变换器7中漏极与功率变压器T1原边异名端相连的第一开关元件S1的栅级；

所述的第二驱动控制电路，包括PWM输入信号1、电流采样电路3、比较电路4、异或逻辑电路5和第二光耦驱动电路6，其中，所述的电流采样电路3的负端和正端分别连接到反激变换器7中功率变压器T1副边同名端以及第二开关元件S2的漏极，所述的电流采样电路3的输出端连接比较电路4的正极，比较电路4的负极接地，比较电路4的输出端则连接到异或逻辑电路5的一输入端，异或逻辑电路5的另一输入端接入PWM输入信号1，异或逻辑电路5的输出端连接到第二光耦驱动电路6，第二光耦驱动电路6的输出端连接到第二开关元件S2的栅极。

进一步地，所述的第一光耦驱动电路2和第二光耦驱动电路6用于实现主电路与控制电路隔离保护并将PWM输入信号1放大以分别驱动第一开关元件S1和第二开关元件S2。

进一步地，所述的电流采样电路3与比较电路4用于实现电流过零检测功能，重载时，副边电流不为零，所述的比较电路4的输出值为0；轻载时，副边电流存在过零点，电流为零时，所述的比较电路4的输出值为1。

进一步地，所述的异或逻辑电路5用于实现对重载时和轻载时，第二开关元件S2驱动信号的控制功能，控制功能的关键在于利用异或逻辑电路5进行控制。

进一步地，所述的驱动控制电路在重载时，第二开关元件S2的驱动信号与第一开关元件S1的PWM输入信号互补；在轻载时，第二开关元件S2的导通时刻由PWM输入信号互补信号的上升沿决定，关断时刻由电流过零检测信号的上升沿决定。

本实用新型相对于现有技术具有如下的优点及效果：

1)、该同步整流驱动控制电路仅需要三个控制电路就可实现可靠的宽范围负载下的同步整流控制。由硬件电路实现的电流过零检测以及控制电路具有快速的响应速度以及良好的稳定性和可靠性。在不过多增加体积的前提下，提高了变换器的工作效率和功率密度，使变换器的可靠性及实用性得到提升，降低了变换器的成本。

2)、轻载情况下，电流过零后，异或逻辑电路的输出为0，保证了第二开关元件的及时关断，从而有效防止副边逆向电流产生，造成电流倒灌的问题，降低轻载损耗。电路过零检测点将反映负载变化特性，从而使得同步整流驱动PWM信号占空比的调整能够适应负载变化使得轻载条件下环路容易稳定，并提高轻载的效率。

3)、重载情况下，电流不存在过零点，异或逻辑电路的输出为与第一开关元件互补的PWM驱动信号，经光耦隔离电路后驱动第二开关元件，从而有效解决单一采用电流过零检测方法，在无电流过零点时造成的驱动信号失效问题。

附图说明

图1是现有技术中基于原边驱动PWM反向信号的反激变换器同步整流驱动信号产生电路图；

图2是现有技术中基于副边电流采样的反激变换器同步整流驱动信号实现电路图；

图3是本实用新型中公开的宽范围同步整流驱动控制实现电路图；

图4是驱动信号实施流程图；

图5是重载时原副边驱动及电流波形图；

图6是轻载时原副边驱动及电流波形图。

具体实施方式

为使本实用新型实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。

实施例

如图3所示，是实现本实用新型的电路组成结构图，为了实现简单的副边第二开关元件驱动信号的宽范围控制，实现本驱动控制电路组成结构图包括反激变换器主电路以及同步整流驱动控制电路。其中，同步整流驱动控制电路包括：

第一驱动控制电路，包括PWM输入信号1、第一光耦驱动电路2，第一光耦驱动电路2的输入端连接PWM输入信号1，输出端连接反激变换器7中漏极与功率变压器T1原边异名端相连的第一开关元件S1的栅级；

第二驱动控制电路，包括PWM输入信号1、电流采样电路3、比较电路4、异或逻辑电路5和第二光耦驱动电路6。电流采样电路3的负端和正端分别连接到反激变换器7中功率变压器T1副边同名端以及第二开关元件S2的漏极，电流采样电路3的输出端连接比较电路4的正极，比较电路4的负极接地，比较电路4的输出端则连接到异或逻辑电路5的一输入端，异或逻辑电路5的另一输入端接入PWM输入信号1，异或逻辑电路5的输出端连接到第二光耦驱动电路6，第二光耦驱动电路6的输出端连接到第二开关元件S2的栅极。

其中，第一光耦驱动电路2和第二光耦驱动电路6用于实现主电路与控制电路隔离保护并将PWM输入信号1放大以驱动第一开关元件S1和第二开关元件S2。

其中，电流采样电路3与比较电路4实现电流过零检测功能。重载时，副边电流不为零，比较电路4的输出值为0；轻载时，副边电流存在过零点，电流为零时，比较电路4的输出值为1。

其中，异或逻辑电路5实现对重载时和轻载时，第二开关元件S2驱动信号的控制功能。

其中，具体的控制功能为：在重载时，第二开关元件S2的驱动信号与第一开关元件S1的PWM输入信号互补；轻载时，第二开关元件S2的导通时刻由PWM输入信号互补信号的上升沿决定，关断时刻由电流过零检测信号的上升沿决定。

其中，控制功能的关键在于利用异或逻辑电路5进行控制。

本实用新型的自适应控制驱动实现流程图如图4所示。

当反激变换器工作在重载条件下，副边回路工作在电流连续模式下，如图5所示，在原副边PWM信号开通周期内，原副边电流均无过零点，电流采样电路3通过比较电路4的输出值为0。因此，异或逻辑电路5的输出主要由原边驱动PWM信号决定，即位于副边的第二开关元件S2的驱动信号导通时间占空比为1-D，其中，D为第一开关元件S1的驱动信号导通时间。

当反激变换器工作在空载或轻载条件下，副边回路工作在电流断续模式下，如图6所示，在原副边PWM信号开通周期内，原副边电流均存在过零点，电流采样电路3通过比较电路4的输出值在过零点为1。此时异或逻辑电路5的输出由原边驱动PWM信号以及比较电路4的输出决定，此时位于副边的第二开关元件S2的驱动信号导通时间占空比小于1-D。

上述实施例为本实用新型较佳的实施方式，但本实用新型的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本实用新型的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本实用新型的保护范围之内。