的各个部分没有按比例绘制。
[0044]图1为根据现有技术的功率变换器的示意性框图。在图1所示的实施例中，功率变换器10包括由二极管D1至D4组成的整流桥100、输入电容C1、输出电容Co、功率开关管Qa、二极管Da、电感La、采样电阻Rsa、以及控制电路200。
[0045]在功率变换器10的输入端，输入电容Ci并联连接在整流桥100的两个输出端上。外部交流电压Vac经整流桥100整流以及经输入电容Ci滤波处理后，在输入电容Ci的两端产生正弦半波直流输入电压Vin。
[0046]功率变换器10中的功率开关管Qa、二极管Da、电感La、输出电容Co组成BUCK型拓扑结构，在输出电容Co的两端提供恒定的输出电流lout。
[0047]在功率变换器10中，采样电阻Rsa与功率开关管Qa串联。在功率开关管Qa的导通期间，采样电阻Rsa提供电流检测信号Vsa。在功率变换器的工作期间，功率开关管Qa交替导通和断开，电流V流经电感La，经输出电容Co滤波之后获得输出电流lout，流经负载。
[0048]此外，功率变换器10利用采样电路获得输出电流反馈信号Vfb。在一个实例中，采样电路包括与负载串联的附加采样电阻或电流镜。
[0049]控制电路200接收电流检测信号Vsa和电流反馈信号Vfb，根据二者产生开关控制信号Vg，以控制功率开关管Qa的导通和断开。根据电流反馈信号Vfb控制输出电流lout为预定值，从而实现恒流输出。
[0050]图2为根据现有技术的用于功率变换器的控制电路的示意性框图。控制电路200包括跨导放大器210、比较器220、或门230、RS触发器250、补偿电容Cc、导通控制电路260和最大导通时间电路280。
[0051]跨导放大器210的同相输入端和反相输入端分别接收输出参考电流信号Vref和电流反馈信号Vfb，进行误差计算。补偿电容Cc连接在跨导放大器210的输出端和地之间，从而在补偿电容Cc的两端获得稳定的补偿信号Vc。该补偿信号Vc表征实际的输出电流与参考电流之间的误差。
[0052]比较器220的同相输入端和反相输入端分别接收电感电流检测信号Vsa和补偿信号Vc，输出端提供第一控制信号Vd。
[0053]最大导通时间电路280产生最大导通时间信号Von_max。在功率开关管Qa导通时，最大导通时间电路280开始计时，并且在到达固定的最大导通时间Ton_max时，最大导通时间信号Von_max有效。
[0054]或门230的两个输入端分别接收第一控制信号Vd和最大导通时间信号Von_max，输出端提供断开信号Voff。当第一控制信号Vd和最大导通时间信号Von_max中的任一个有效时，断开信号Voff有效。
[0055]导通控制电路260用于产生导通信号Von。在一个实例中，该导通控制电路260为时钟信号发生电路，用于产生时钟信号CLK。该时钟信号CLK的周期等于功率开关管Qa的开关周期。
[0056]RS触发器250的置位端和复位端分别接收导通信号Von和断开信号Voff，输出端提供开关控制信号Vg。
[0057]在每个开关周期中，导通信号Von触发功率开关管Qa导通，断开信号Voff触发功率开关管Qa断开。
[0058]在上述现有技术的控制电路中，由于输出电流的纹波较大，反馈信号的波动相应较大，因此必须采用补偿电容Cc才能获得稳定的补偿信号。补偿电容Cc只能作为芯片的外围元件，并且需要芯片预留其管脚。
[0059]图3为根据本发明的实施例的功率变换器的示意性框图。在图3所示的实施例中，功率变换器10包括由二极管D1至D4组成的整流桥100、输入电容C1、输出电容Co、功率开关管Qa、二极管Da、电感La、采样电阻Rsa、以及控制电路300。
[0060]功率变换器10中的功率开关管Qa、二极管Da、电感La、输出电容Co组成BUCK型拓扑结构，在输出电容Co的两端提供恒定的输出电流lout。然而，本发明不仅限于BUCK型拓扑结构，而是可以应用于任意合适的拓扑类型，包括但不限于BUCK、BOOST、BUCK-B00ST、FLYBACK。如下文所述，该功率变换器工作于峰值电流控制的临界导通模式(BCM)。
[0061]在功率变换器10中，采样电阻Rsa与功率开关管Qa串联。在功率开关管Qa的导通期间，电流V流经电感La，采样电阻Rsa提供电感电流检测信号Vsa。在功率变换器的工作期间，输出电流lout流经负载。
[0062]根据本发明的实施例的功率变换器与图1所示的功率变换器不同之处在于，控制电路300根据电感电流检测信号Vsa产生开关控制信号Vg，以控制功率开关管Qa的导通和断开。该功率变换器工作于峰值电流控制的临界导通模式(BCM)，并仅根据电感电流检测信号Vsa调整或维持输出电流lout为一恒定值。因此，该控制电路300在实现恒流控制时不需要补偿电容，既可减小功率变换器10的体积，又能减少功率变换器的控制芯片的引脚数量。
[0063]图4为根据本发明的实施例的用于功率变换器的控制电路的示意性框图。控制电路300包括比较器320、或门330、RS触发器350、导通控制电路360和最大导通时间电路380。
[0064]比较器320的同相输入端和反相输入端分别接收电感电流检测信号Vsa和电感电流峰值参考信号Vpk-ref，输出端提供第一控制信号Vd。
[0065]最大导通时间电路380根据电感电流检测信号Vsa产生最大导通时间信号Von_max ο在功率开关管Qa导通时，最大导通时间电路380开始计时，并且在到达最大导通时间Ton_max时，最大导通时间信号Von_max有效。
[0066]或门330的两个输入端分别接收第一控制信号Vd和最大导通时间信号Von_max，输出端提供断开信号Voff。当第一控制信号Vd和最大导通时间信号Von_max中的任一个有效时，断开信号Voff有效。
[0067]导通控制电路360用于产生导通信号Von。
[0068]RS触发器360的置位端和复位端分别接收导通信号Von和断开信号Voff，输出端提供开关控制信号Vg。
[0069]在每个开关周期中，导通信号Von触发功率开关管Qa导通，断开信号Voff触发功率开关管Qa断开。
[0070]在不同工作模式下以及不同的拓扑类型的电路中，导通控制电路360的结构不同。例如，在BCM工作模式的BUCK电路中，由于在整个开关周期中均有电感电流流过负载，因此只要控制电感电流在过零时导通即可。因而，导通控制电路360可以为一个电感电流过零检测电路。
[0071]在功率开关管Qa断开期间，当检测到电感电流込过零时，导通控制电路360产生的导通信号Von有效。相应地，开关控制信号Vg控制功率开关管Qa导通，从而开始一个开关周期。
[0072]随后，电感电流IJf始上升，比较器220根据电感电流检测信号Vsa和预设的电感电流峰值信号Vpk-ref产生断开信号Voff。相应地，开关控制信号Vg控制功率开关管Qa断开。
[0073]随后，电感电流I Jf始减小。当检测到电感电流减小过零时，导通控制电路360产生的导通信号Von有效。相应地，开关控制信号Vg控制功率开关管Qa再次导通，从而结束当前的开关周期且开始下一个开关周期。
[0074]在每个开关周期中，根据电感电流检测信号Vsa控制功率开关管Qa的导通时间。然而，与图2所示的现有控制电路不同，根据该实施例的最大导通时间电路380的最大导通时间Ton_max不是恒定值，而是与电感电流检测信号Vsa相关变化。控制电路300根据电流检测信号Vsa获得可调节的最大导通时间Ton_max，从而控制输出电流lout为预定值，实现恒流输出。
[0075]与图2所示的现有控制电路相比，该控制电路300不需要获得输出电流反馈信号Vfb即可实现恒流控制，因此可以省去输出电流的采样电路及相应的信号处理电路。例如，该控制电路300不再需要图2所示的跨导放大器210及补偿电容Cc，从而可以减少外围元件及其芯片管脚。
[0076]图5示出根据本发明的实施例的功率变换器的波形图。在下文中仍然以BUCK型拓扑结构的功率变换器作为示例说明，该功率变换器工作于峰值电流控制的临界导通模式(BCM)，其中，电感电流峰值参考信号为Ipk_ref。
[0077]在功率变换器的工作期间，输入电压Vin为半波直流电压信号，如图5 (a)所示。在半工频周期Tin内，输入电压Vin的幅值按照近似正弦曲线变化。
[0078]在半工频周期Tin期间，功率开关管经历多个开关周期Ts。在每个开关周期中，当电感电流检测信号Vsa大于电感电流峰值参考信号Vpk-ref时，第一控制信号Vd有效。并且，当第一控制信号Vd和最大导通时间信号Von_max任意一个有效时，开关控制信号Vg控制功率开关管关断。
[0079]在半工频周期Tin的开始阶段和结束阶段，输入电压Vin的幅值较小，电感电流的变化率较小，电感电流的峰值受到最大导通时间Ton_max的限制。在半工频周期Tin的中间阶段，输入电压Vin的辐值较大，电感电流的变化率较大，电感电流的峰值受到电感电流峰值参考信号Ipk_ref的限制。因此，在半工频周期Tin期间，电感电流的峰值包络线近似为第一梯形，如图5(b)所示。
[0080]电感电流込经过输出电容Co滤波后，形成输出电流lout。通